Глава I

УСИЛИТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ

1.1. Классификация усилителей. Функциональная схема усилителя

Усилителем называют устройство, преобразующее малые входные воздействия в мощные сигналы, действующие на выходе усилителя. Таким образом, подавая на вход усилителя У (рис.1.1) сигнал u_ВХ, можно управлять потоком энергии в нагрузке Н, потребляемой от источника энергии (ИЭ).

В зависимости от вида ИЭ усилители разделяются на механические, пневматические, гидравлические, электрические и т.д. Более широкую область применения завоевывают электрические усилители благодаря сравнительной простоте получения и распределения электрической энергии, ее дешевизне, гибкости управления усилителями, высокому быстродействию, надежности и т.д.

В соответствии с типом усилительного элемента У электрические усилители разделяются на электромашинные, магнитные, ионные, диэлектрические, ламповые, транзисторные, тиристорные, ламповые и полупроводниковые. Усилители (транзисторные, тиристорные) называются электронными, так как принцип их действия основан на электронных процессах движения носителей зарядов соответственно в вакууме и полупроводниковой среде.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

По характеру усиливаемых сигналов различают электронные усилители непрерывных и импульсных сигналов. Такие усилители называют также усилителями гармонических (усилители с линейным режимом работы) и импульсных (усилители с нелинейным режимом работы) сигналов.

Различают также усилители напряжения, тока и мощности. На рис.1.2 изображена схема усилителя, в которой указаны следующие параметры: R_ВХ, R_ВЫХ - входное и выходное сопротивления усилителя; R_Г - внутреннее сопротивление источника входного сигнала l_ВХ; R_Н - сопротивление нагрузки. Устройство У является усилителем напряжения при R_ВХ >>R_Г, R_ВЫХ<< R_Г, тока при R_ВХ<< R_Г, R_ВЫХ >>R_Н  и мощности R_ВХ » R_Г, R_ВЫХ » R_Н.

По частоте усиливаемых сигналов различают усилители переменного и постоянного тока. Усилители переменного тока усиливают входной сигнал в полосе частот от низшей f_Н до высшей f_В, но не усиливают постоянную составляющую сигнала. Усилители постоянного тока (УПТ) усиливают сигнал в диапазоне частот от f_Н = 0  до f_В, то есть постоянную и переменную составляющую сигнала. Кроме того, в зависимости от значений f_Н и f_В усилители можно разделить на следующие группы:

- усилители низкой частоты (УНЧ). Принято считать, что значения f_Н и f_В в этих усилителях соответствует нижней и верхней границам частот этого диапазона;

- усилители промежуточной частоты (УПЧ). Значение f_В составляет сотни килогерц;

- усилители высокой частоты (УВЧ), f_В - десятки и сотни мегагерц;

- резонансные усилители, усиление сигнала производится только в очень узкой полосе частот;

- полосовые усилители, в которых сигнал усиливается в определенной полосе частот, и резко падает за ее пределами. Резонансные и полосовые усилители называются также избирательными или селективными;

- широкополосные усилители, имеющие очень широкую полосу частот усиления входного сигнала.

В общем случае усилитель У (рис.1.2) представляет собой устройство, состоящее из нескольких каскадов (ступеней) усиления и сопутствующих им дополнительных узлов, назначение которых поясняется функциональной схемой (блок-схемой, скелетной схемой) усилителя (рис.1.3).

Входной сигнал от источника l_ВХ поступает во входное устройство ВхУ. Входное устройство предназначено:

- для разделения постоянных составляющих тока и напряжения источника входного сигнала l_ВХ и первого каскада усиления;

- согласования входного сопротивления усилителя R_ВХ с выходным сопротивлением источника сигнала R_Г (рис.1.2) в соответствии с приведенными выше соотношениями.

Выход ВхУ подключается на вход  предварительного усилителя ПУ. Предварительный усилитель чаще всего состоит из нескольких каскадов усиления. Он разделяется на входной и промежуточный усилители. Чаще всего в качестве входного усилителя ПУ используют схему с общим коллектором, промежуточный усилитель выполняется по схеме с общим эмиттером [1]. Таким образом, ПУ осуществляет усиление тока, напряжения и мощности входного сигнала до величины, необходимой для подачи на вход («раскачки») усилителя мощности УМ.

Усилитель мощности также может состоять из одного или нескольких каскадов усиления. Если нагрузка Н мощная, то УМ содержит предвыходной (предоконечный) и выходной (оконечный)         каскады. Предвыходной каскад осуществляет дополнительное усиление сигнала по мощности, которая требуется для входной цепи выходного каскада. В некоторых случаях  (в двухтактных усилителях мощности) предвыходной усилитель формирует двухфазное (парофазное) напряжение, необходимое для подачи  на вход двухтактного УМ. Назначение УМ - отдача в нагрузку заданной (максимальной) мощности усиленного сигнала. При маломощной нагрузке Н усилитель мощности может отсутствовать.

Между УМ и нагрузкой Н устанавливается выходное устройство ВУ, функции которого сводятся:

- к разделению постоянных составляющих тока и напряжения выходной цепи УМ и нагрузки;

- согласованию сопротивлений R_ВЫХ  и R_Н (рис.1.2), то есть достижению равенства R_ВЫХ  » R_Н. Необходимость в таком согласовании возникает из-за того, что практически в усилителях мощности без ВУ R_ВЫХ >>R_Н.

В системах управления электропривода роботов нагрузкой Н являются базовые цепи мощных транзисторов или обмотки управления электрической машины.

1.2. Основные качественные показатели усилителей.

 Виды искажений, вносимых усилителем

К основным качественным показателям усилителя относятся:

1. Коэффициент усиления усилителя:

 

                                      D U_ВЫХ  

       – по напряжению K_U = ——— , D U_ВЫХ – приращение выходного 

                                               D U_ВХ

 

напряжения усилителя, вызванное изменением входного напряжения на величину D U_ВХ;

 

                     D I_ВЫХ

 – по току K_I = ——— , D I_ВЫХ ,  D I_ВХ – соответствующие измене-

                          D I_ВХ

  

 ния выходного и входного тока усилителя;

                               D P_ВЫХ

    – по мощности K_Р = ——— = K_V K_I , D P_ВЫХ ,  D P_ВХ – приращение

                                                           D P_ВХ

выходной и входной мощности усилителя.

Как следует из приведенных выражений, коэффициенты усиления K_U, K_I, K_P – величины безразмерные. В то же время их размерность часто выражают в логарифмических единицах – децибелах (дБ):

 

                   D U_ВЫХ                                             D I_ВЫХ

K_U (дБ) = 20 lg  ——— = 20 lg K_U ;  K_I (дБ) = 20 lg ——— = 20 lg K_I ;

                    D U_ВХ                                                                       D I_ВХ     

 

                                                

 

                                          D P_ВЫХ

                 K_P (дБ) = 10 lg ——— = 10 lg K_P.                      

                                                   D P_ВХ

 

Сравнительные значения K_V  в децибелах и относительных единицах  приведены в табл. 1.1.

 

                                                                                             Таблица 1.1

 

KV	дБ	0      1         2        3         10       20     40     60      80
KV	о.е.	1    1,12    1,26    1,41     3,16     10     102     103      104

 

Обратный переход от децибел к относительным единицам осуществляется по формуле

 

              K_U (дБ)

K_U = 10 ——— .

                 20

 

Более редко коэффициент усиления выражается через натуральный логарифм и имеет размерность – непер:

 

                       D U_ВЫХ

K_{U (НЕП)} = ln –——— = ln K_U ;    K_U = l ^{Kv (неп)}.

                       D U_ВХ 

 

Величины K_U, K_I могут иметь различные значения в зависимости от схемы усилителя, но в любом случае K_P > 1.

Коэффициент усиления многокаскадного усилителя, в котором несколько ступеней усиления включаются последовательно, равен:

 

K_УС = К₁К₂К₃ ... К_n ;

K_{УС (дБ)}  = К_{1 (дБ)} + К_{2 (дБ)} + К_{3 (дБ)} + ... К_{n (дБ)} ,

 

К₁ , К₂ , К ₃ ... – коэффициент усиления отдельных каскадов ; n – число каскадов.

2. Коэффициент полезного действия усилителя – h_УС´h_УС=P₂/P_ПИТ, Р₂, Р_ПИТ – мощность, отдаваемая усилителем в нагрузку, и суммарная мощность, потребляемая усилителем от источника питания. Этот параметр является одним из важнейших показателей усилителей мощности.

3. Передаточная (амплитудная) характеристика (характеристика вход-выход) представляет собой  зависимость U_ВЫХ = f₁(U_ВХ)  или  К_УС = f₂ (U_ВХ) (рис.1.4). Из  рисунка следует, что передаточная характеристика линейна и К_УС = const  при U_ВХ £ U_{ВХ МAX}. В области малых значений входных сигналов характеристика U_ВЫХ = f₁ (U_ВХ) также отклоняется от прямой линии из-за собственных шумов усилителя, которые вызывают наличие выходного напряжения V_Ш при V_ВХ = 0. Поэтому минимально возможное напряжение усилителя должно превышать величину U_{ВХ МИН}. Помимо усиления входного сигнала усилитель должен обеспечивать точное повторение на выходе формы входного напряжения или тока. В то же время компоненты усилителя вызывают искажения формы выходного сигнала. Эти искажения могут быть двух видов: л и н е й н ы е    и    н е л и н е й н ы е.

К  л и н е й н ы м  относятся частотные искажения. Они обусловлены неодинаковым усилением входного сигнала различных частот из-за присутствия в схеме усилителя реактивных элементов (емкостей, индуктивностей, в том числе и паразитных). Кроме того, при изменении частоты входного сигнала f_ВХ выходные сигналы соответствующих частот сдвигаются относительно входных на различный угол g. Поэтому коэффициент усиления является комплексной величиной:

 

K_УС = |К_УС| l^-jg.                                                                                       (1.1)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Частотные искажения, вносимые усилителем, оцениваются посредством  амплитудно-частотной   (АЧХ,  диаграмма Боде  |К_УС| = j₁ (f_ВХ) и фазочастотной (ФЧХ) g = g₂ (f_ВХ) характеристик. При построении АЧХ и ФЧХ часто коэффициент усиления выражают в децибелах, а по оси ординат наносят значение частоты f_ВХ или круговой частоты w_ВХ = 2pf_ВХ в логарифмическом масштабе. Из рис.1.5, а, б следует, что в некоторой области частот, от f_Н до f_В, коэффициент К_УС практически не изменяется, а  g » 0 . В связи с этим диапазон частот              D f = f - f_Н  называется   п о л о с о й    п р о п у с к а н и я  усилителя. При f_Н > f_ВХ > f_В  коэффициент усиления резко уменьшается и    g ¹ 0.

Частотные искажения, вносимые усилителем на какой-либо частоте  f_i , оценивают при помощи  о т н о с и т е л ь н о г о  усиления Y_i на этой частоте (рис.1.5,а):

 

          K_i                                                Y_{i (дБ)}

Y_i= —— ;   Y_{i (дБ)} = 20 lg Y_i ;  Y_i = 10 ——— .               (1.2)

         K_СР                                                                 20

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

В расчетах вместо Y_i  удобнее использовать обратную ей величину М_i , называемую  к о э ф ф и ц и е н т о м    ч а с т о т н ы х   и с к а ж е н и й  на частоте f_i :

 

           1        K_СР                                                  M_{i (дБ)}

M_i = —— = —— ;  M_{i (дБ)}  = 20 lg M_i ;  M_i = 10 ——— .                       (1.3)

          Y_i            К_i                                                           20

 

Полосу пропускания усилителя Df определяют по заданной (допустимой) величине частотных искажений усилителя в области низких М_Н и верхних  М_В  частот, соответствующих f_Н и f_В (рис.1.5,а):

 

          К_СР                    К_СР

M_Н =—— ;    M_В = —— .                                                                     (1.4)

          К_Н                 К_В

 

Допустимые значения М_Н,  М_В зависят от назначения усилителя и предъявляемых к нему требований. Чаще всего М_Н = М_В =   или М_{Н (дБ)} = М_{В (дБ)} = 3 дБ, то есть значения М_Н и  М_В соответствуют снижению коэффициента усиления в 1,41 раза или на 3 дБ (табл.1.1). На рис.1.5,в для сравнения приведена АЧХ избирательного (селективного) усилителя.

В усилителях импульсных сигналов для оценки линейных искажений   используют переходную  характеристику, отображающую изменение выходного напряжения усилителя при подаче на вход усилителя напряжения в виде мгновенного скачка или прямоугольного импульса. На рис.1.6 изображена реакция усилителя постоянного тока при воздействии на входе скачка напряжения в момент t = t₁. Время установления выходного напряжения связано с полосой пропускания усилителя и тем меньше, чем больше f_В.

Нелинейные искажения формы выходного сигнала обусловлены нелинейными характеристиками элементов усилителя (транзисторов, диодов [I], сердечников трансформаторов, дросселей и т.д.). Чем больше проявляются указанные нелинейности, тем сильнее искажено выходное напряжение и, следовательно, тем больше вес высших гармоник в этом напряжении. В связи с этим нелинейные искажения в усилителях гармонических сигналов принято оценивать с помощью   к о э ф ф и ц и е н т а   г а р м о н и к  (гармошек) – К_Г, называемого также   к о э ф ф и ц и е н т о м   н е л и н е й н ы х  искажений (клир фактор):                                

                                          

    (1.5)

 

где I₁, I₂ , I₃, ...,I, U₁, U₂, U₃, ..., U – действующие (амплитудные) значения первой, второй, третьей и n-й гармоник тока и напряжения на выходе усилителя. Указанные величины определяются при работе усилителя на активную нагрузку и подаче на его вход синусоидального напряжения. Допустимая величина К_Г определяется назначением усилителя. В усилителях для высококачественного воспроизведения речи и музыки К_Г £ 1-2%, в усилителях среднего качества К_Г £ 5-7%. В многокаскадном усилителе основную долю нелинейных искажений вносит усилитель мощности, так как значения токов и напряжений в нем близки к предельно допустимым и их значение происходит во всей нелинейной области характеристик транзистора [I].

1.3. Однокаскадный усилитель на биполярном транзисторе.

Графический анализ каскада

Работа усилительного каскада рассматривается на основе усилителя, выполненного по схеме с общим эмиттером, как получившего наибольшее применение [I]. Транзисторный каскад (рис.1.7,а) включает в себя источники смещения Е_Б, питания коллекторной цепи Е_К, сопротивление коллекторной нагрузки R_К. Нагрузкой каскада служит резистор R_Н. В качестве R_Н может служить входная цепь следующего каскада. На входе усилителя включен источник синусоидального сигнала с внутренним сопротивлением R_Г. Напряжение смещения поступает на базу транзистора через резистор R_Б. Конденсаторы С_ВХ (входной) и С_Р (разделительный) выполняют функции входного и выходного устройства (рис.1.3). В рассматриваемой области рабочих частот их влиянием на работу усилителя пренебрегаем.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.7

В зависимости от амплитуды входного сигнала усилительный каскад может работать в двух режимах:

– р е ж и м е   м а л о г о   с и г н а л а, когда приращения выходного тока i_К и напряжения u_КЭ под действием l_ВХ не превышают 1% от их максимальных значений. В этом случае усилительный элемент работает на линейных участках характеристик [I] и для расчета усилителя могут быть использованы аналитические соотношения, полученные из анализа формальных схем замещения транзистора [2]. В режиме малого сигнала обычно работают каскады предварительного усиления (рис.1.3);

– р е ж и м е   б о л ь ш о г о   с и г н а л а, в котором приращения выходных токов и напряжений сравнимы или даже равны своим максимально допустимым значениям. Работа транзистора происходит во всей нелинейной области входных и выходных характеристик [I]. Токи и напряжения связаны между собой системой нелинейных уравнений. Для расчета усилителя в этом случае чаще всего используются графические методы [3]. Режим большого сигнала характерен для усилителей мощности (рис.1.3).

Анализ работы транзисторного каскада проводится для режима м а л о г о  сигнала, что позволяет в дальнейшем сформулировать ряд важных выводов. При этом используются выходные и входные характеристики транзистора в схеме с общим эмиттером [I] (рис.1.8), расположенные соответственно в первом и третьем квадрантах.

При отсутствии входного сигнала (l_ВХ = 0) транзисторный каскад находится в   с о с т о я н и и   п о к о я. При этом под действием ЭДС Е_Б в цепи базы протекает ток I_Б3 » E_Б /R_Б (рис.1.8). Из входной характеристики следует, что напряжение U_БЭ при I_Б = I_Б3  равно U_БЭО и составляет для кремниевых транзисторов U_БЭО = 0,6-0,7 В [4]. 

Значения коллекторного тока и напряжения находятся из уравнения, составленного для выходной цепи усилителя (рис.1.7,а), по 2-му закону Кирхгофа:

 

Е_К = U_КЭ + I_К R_К + I_КО R_К = U_КЭ + R_К (I _К + I_КО).                                  (1.6)

 

При I_КО » 0 из (1.6) следует:

 

                                                                   (Е_К - U_KЭ)    

Е_К @  U_КЭ + I_К R_К ; U_КЭ @ E_К - I_К R_К ; I_К @ ———— .                           (1.7)

                                                                        R_К

 

Уравнение (1.7) графически отображается прямой линией АВ на семействе выходных характеристик транзистора (рис.1.8), которая может быть построена по двум точкам:

 

               I_К = 0 ; U_КЭ = E_К         (точка А).

При I_КО ¹ 0 ;  U_КЭ = U_КЭО1 = E_К - I_КО R_К             (точка А).

             U_КЭ = 0 ; I_К =  E_К / R_К            (точка В)

                             E_K - I_КО R_K

При I_КО ¹ 0 ; I_K = —————  .

                                    R_K

 

Линия АВ пересекает выходную характеристику транзистора при I_Б = I_Б3 в точке 2. Поэтому при отсутствии входного сигнала (состояние покоя транзисторного каскада) ток и напряжение в коллекторной цепи равны:

 

I_К = I_{К НО} ;  U_КЭ = V_КЭНО.

 

При подаче на вход усилителя синусоидального напряжения U_ВХ (рис.1.8) ток базы будет изменяться в диапазоне I_Б5 - I_Б1. Это вызовет соответствующие изменения коллекторного тока (I_{К МАКС}, I_{К МИН}) и напряжения (U_{ВЫХ МАКС} U_{ВЫХ МИН}). Через транзистор кроме постоянных составляющих входных и выходных токов I_Б = I_Б3, I_К = I_КНО,    U_КЭ =  U_КЭНО начинают протекать их переменные составляющие i_Б, i_К, u_К = u_ВЫХ. Изменение переменных составляющих происходит на уровне постоянных составляющих относительно выбранной рабочей точки (точки покоя) г (рис.1.8).

Эквивалентная схема выходной цепи транзистора для переменных составляющих токов и напряжений показана на рис.1.7, б. Резисторы R_К и R_Н соединены параллельно, так как внутреннее сопротивление источника Е_К для переменного тока i_К считается равным нулю. Тогда эквивалентное сопротивление в коллекторной цепи транзистора

 

            R_К R_Н

R_К~=  ——— .        (1.8)

          R_К + R_Н

 

При воздействии входного сигнала перемещение рабочей точки г будет происходить по линии А_I В_I , которая может быть построена по формуле (1.7), если вместо R_К подставить в нее R_К~ из (1.8). Обе линии АВ и А_I В_I пересекаются в точке е, так как в момент прохождения сигнала u_ВХ через нуль рабочая точка транзистора оказывается в точке покоя.

При воздействии отрицательной полуволны u_ВХ  ток i_Б  увеличивается (рис.1.8). Это вызовет увеличение тока коллектора (точки д, е).

 

I_К = I_КНО + i_К = I_КНО + b_iБ.                                                                                                          (1.9)

 

Выходное напряжение каскада u_ВЫХ (u_К) уменьшается, поскольку возрастает падение напряжения на сопротивление R_К (R_К~)(1.7). Таким образом, при увеличение входного напряжения выходное напряжение усилителя уменьшается, то есть каскад с общим эмиттером    и н в е р т и р у е т   входной сигнал.

Коэффициент усиления каскада зависит от величины коллекторного сопротивления R_К. При увеличении сопротивления R_К (1.7) угол наклона линий АВ и А_I В_I к оси абсцисс уменьшается (точки В и В_I смещаются вниз). Проекция участка бе на ось  напряжений увеличивается (возрастает u_ВЫХ), а на ось токов – уменьшается. Следовательно, с возрастанием R_К происходит увеличение коэффициента усиления по напряжению каскада и уменьшение по току. При использовании мало сигнальных параметров схем замещения транзистора [3] коэффициенты усиления транзисторного каскада по напряжению и току определяются из следующих соотношений:

 

                             h₂₁ R_К

K_U= – ——————————  ;      (1.10)

            h₁₁ + (h₁₁ h₂₂ - h₁₂ h₂₁ )R ₁    

K_I= h₂₁ / (1 + h₂₂ R_К) .                        (1.11)

 

Знак (-) в (1.10) учитывает инвертирование выходного сигнала; h₁₁, h₁₂, h₂₁, h₂₂ – параметры формальной эквивалентной схемы замещения транзистора для переменных составляющих токов и напряжений при включении транзистора с общим эмиттером [2] – приводятся в справочниках; h₁₁ – входное сопротивление транзистора в режиме короткого замыкания по переменной составляющей на выходе; h₁₂ – коэффициент обратной передачи напряжения в режиме холостого хода по переменной составляющей со стороны входа; h₂₁ = b – коэффициент прямой передачи (коэффициент усиления) тока в режиме короткого замыкания по переменной составляющей со стороны выхода; h₂₂ – выходная проводимость транзистора в режиме холостого хода по переменной составляющей со стороны выхода.

 

 

 

 

 

		UКЭ = const
						UБЭ

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.8

 

 

Выбор рабочей точки г с помощью напряжения смещения Е_Б и сопротивления R_К должен производиться таким образом, чтобы при воздействии l_ВХ исключить ее попадание в области насыщения и отсечки, а также за границу предельно допустимой мощности Р_{К ДОП} (рис.1.8). При этом необходимо выполнение следующих неравенств:

 

U_КЭНО> U_{ВЫХ МАКС} + DU_КЭ; I_КНО > I_{К МАКС} + I_КО.          (1.12)

 

Обычно стремятся выбрать понижение рабочей точки г на середине участка линии АВ, чтобы исключить нарушение условий (1.12) в результате воздействия на транзистор внутренних и внешних факторов.

При расчете транзисторных каскадов кроме статических входных и выходных характеристик транзисторов широко  используются   д и н а м и ч е с к и е   характеристики. Важнейшие из них следующие:

1. Выходные динамические характеристики:

а) выходная динамическая характеристика постоянного тока (линия нагрузки по постоянному току, нагрузочная прямая постоянного тока) – АВ (рис.1.8). Эта характеристика используется для расчета каскада по постоянному току (выбор рабочей точки по известным Е_К, R_К , E_Б);

б) выходная динамическая характеристика переменного тока (линия нагрузки по переменному току, нагрузочная прямая переменного тока) – А_I В_I (рис.1.8). Она используется для определения мощности, отдаваемой каскадом, амплитуды переменной составляющей тока и напряжения, построения других динамических характеристик. Мощность, отдаваемая в нагрузку усилительным каскадом, может быть найдена по одной из следующих формул (рис.1.8):

   2 U_{ВЫХ МАКС} ´ 2 I_{К МАКС}

P_~=—————————— ; P_~ = 0,125 (I_{К МАКС} - I_{К МИН}) R_К~.               (1.13)                

2. Входная динамическая характеристика переменного тока    i_Б = f₁(u_БЭ) строится на семействе входных характеристик транзистора      I_Б = f₂ (V_БЭ) при U_КЭ = const путем перенесения точек пересечения линии А_I В_I со статическими выходными характеристиками. Но поскольку зависимости I_Б = f₂ (U_БЭ) при различных U_КЭ различаются мало [I], характеристики i_Б = f₁ (U_БЭ) и I_Б = f₂ (U_БЭ) практически совпадают. По входной динамической характеристике находят амплитуду входного сигнала U_{ВХ М} (рис.1.8) и необходимую мощность сигнала. Она используется также для построения других динамических характеристик. Необходимая мощность входного сигнала из выражения (рис.1.8):

 

  2 I_БМ ´ 2 U_{ВХ М}

P_ВХ = —————— = 0,125 (I_{Б МАКС} - I_{Б МИН})(U_{БЭ МАКС} - U_{БЭ МИН}). (1.14)

             8

 

Входное сопротивление каскада

 

          2 U_{ВХ М}

R_БХ=——— .                                         (1.15)

          2 I_БМ

 

3. Проходная динамическая характеристика переменного тока    i_К = y (i_Б)(рис.1.8) строится во втором квадранте по точкам пересечения линий, проведенных через а-ж с прямыми, восстановленными к оси абсцисс в точках соответствующих токов базы (точкам а-ж соответствуют токи базы I_Б1, I_Б2, I_Б3 и т.д.). Проходная характеристика редко применяется для расчета усилительных каскадов. Ею удобно пользоваться для построения формы выходного тока каскада, определения коэффициента усиления каскада по переменному току. Угол наклона характеристики i_К = y (i_Б) к оси абсцисс определяется величиной сопротивления R_К.

4. Сквозная динамическая характеристика переменного тока i_К = Ф (l_ВХ) (рис.1.9) используется для расчета коэффициента нелинейных искажений (гармоник) каскада, так как включает в себя нелинейности как входной, так и выходной цепи транзистора. Для ее построения находят точки пересечения а, б, в... и соответствующие им значения коллекторных токов (L₂, L_Д, L_Е и т.д.). Для токов базы (I_Б3, I_Б4, I_Б5 и т.д.) по входной характеристике определяют соответствующие значения u_ВХ. Затем вычисляют ЭДС источника входного сигнала:

 

l_ВХ=u_ВХ + i_Б R_Г.        (1.16)

 

По результатам расчета строят искомую зависимость i_К = Ф (l_ВХ).

Для расчета коэффициента нелинейных искажений К_r применяют метод   п я т и   о р д и н а т. С этой целью из сквозной характеристики находят значения I_МИН, I₂, I_КНО, I₁, I_МАКС, соответствующие минимальному значению l_ВХ, половине от минимального, нулевому значению l_ВХ, половине от максимального и максимальной величине входной ЭДС. Тогда амплитуда первой I_1М, второй I_2М, третьей I_3М, четвертой I_4М  гармоник выходного тока i_К и его среднее значение за период сигнала I_СР находят из выражений:

 

I_1М = (I_МАКС - I_МИН + I₁ - I₂) / 3;

I_2М = (I_МАКС + I_МИН -2 I_КНО) / 4;

I_3М = [I_МАКС-I_МИН - 2 (I₁ - I₂)] / 6;                                  (1.17)

I_4М = [I_МАКС + I_МИН -4 (I₁ + I₂ ) + 6 I_КНО] / 12;

I_СР = [I_МАКС + I_МИН + 2 (I₁ + I₂)] / 6.

 

Правильность вычислений по соотношениям (1.17) проверяют по формуле

 

I_1М+I_2М+I_3М + I_4М + I_СР = I_МАКС.        (1.18)

 

Подставив найденные величины токов из (1.17) в (1.5), находят К_Г. Среднее значение тока I_СР используется для расчета мощности, потребляемой от источника питания.

1.4. Усилители на униполярных транзисторах

Принцип построения усилительных каскадов на униполярных транзисторах тот же, что у биполярных. Наибольшее применение находят схемы, в которых униполярный транзистор включен с общим истоком (ОИ). На рис.1.10, а показана такая схема с использованием полевого транзистора (с управляемым p-n переходом) [I]. Аналогичный каскад может быть реализован и на МДП-транзисторе. Назначение элементов схемы такое же, как и в усилителе на биполярном транзисторе (рис.1.8, а).

Резистор R₃ выполняет две функции:

– осуществляет подачу отрицательного напряжения смещения V_ЗНО на затвор транзистора от источника E₃;

– стабилизирует входное сопротивление каскада, исключающее влияние температурной нестабильности и разброса входного сопротивления транзисторов.

Величину R₃ выбирают на несколько порядков ниже входного сопротивления транзисторов и принимают равной 1-2 МОм.

Особенностью схемы рис.1.10 по сравнению с рис 1.8 является то, что управление усилительным каскадом происходит напряжением, а не током. Поэтому внутреннее сопротивление источника входного сигнала R_Г здесь не оказывает существенного влияния на характеристики усилительного каскада.

Режим покоя каскада (режим по постоянному току) выбирается исходя из тех же условий, что и для биполярного транзистора. Напряжение смещения находится из неравенства

 

U_СНО> U_{ВЫХ М} + U_{СИ  НАС}.              (1.19)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 Рис.1.10             

 

При использовании МДП-транзисторов со встроенным каналом усилитель может работать также с положительным (режим обогащения) и нулевым смещением [I]. Рабочая точка К не должна выходить за линию допустимой мощности Р_{СИ ДОП} (рис.1.10, в). Нагрузочные прямые постоянного АВ и переменного тока А_I В_I строятся так же, как в схеме включения биполярного транзистора (рис.1.8). Сопротивление цепи стока переменному току равно:

 

           R_С R_Н

R_С~=——— .             (1.20)

         R_С + R_Н   

 

В многокаскадных усилителях нагрузкой каскада является входное сопротивление последующего каскада R_ВХОЛ на полевом транзисторе (R_Н = R_ВХОЛ). Аналогично рассматриваемому случаю для следующего каскада R_ВХОЛ = R₃ = 1-2 МОм. Сопротивление  R_С выбирается на порядок и более меньше R₃ = R_ВХОЛ = R_Н. Поэтому в выражении (1.20) с достаточной точностью можно принять:

 

R_С~@R_С.                       (1.21)

 

Уравнение (1.21) показывает, что в усилительных каскадах на униполярных  транзисторах нагрузочные прямые постоянного и переменного тока мало отличаются друг от друга и практически сливаются в одну линию.

Выбор величины R_С неоднозначен, так как это сопротивление, с одной стороны, определяет коэффициент усиления каскада, с другой – влияет на частотные свойства усилителя. Рекомендованные значения находятся в пределах:

 

R_С=0,1 - R_i ,                    (1.22)

 

где R_i – внутреннее сопротивление транзистора [I].

Коэффициент усиления каскада (рис.1.10, а) по напряжению равен:

 

            s R_i R_С~                  мR_С~               мR_С

K_U= - ———— =  - ——— » - ——— .              (1.23) 

            R_i + R_С~         R_i + R_С           R_i + R_С

 

Здесь s, м – крутизна стоково-затворной характеристики транзистора (рис.1.10, б) и статический коэффициент усиления [I]. Для униполярных транзисторов характерным является следующее неравенство:

 

R_С<<R_i .                               (1.24)

 

С учетом (1.24) формула (1.23) преобразуется к виду:

 

K_V»- SR_c.                             (1.25)

 

Из выражения (1.25) видно, что для повышения К_U следует брать верхнюю границу значений R_С (1.22). С другой стороны, частотный диапазон работы усилителя расширяется при уменьшении R_С. Обычно |K_U| £ 0,2м  и типичные значения в реальных каскадах |K_U| = 3-50, то есть значительно меньше, чем в усилителях напряжения на биполярных транзисторах. Знак (-) в формулах (1.23), (1.25) означает, что в усилителях на униполярных транзисторах происходит    и н в е р т и р о в а н и е  входного напряжения (рис.1.10, б, в). В работе [I]  показано, что принцип управления, характеристики и параметры униполярного транзистора аналогичны лампам (пентоду и триоду). Поэтому расчет схем усилительных каскадов на униполярных транзисторах по постоянному и переменному току проводится по методике расчета ламповых схем усилителей [5, 6].

Усилители на униполярных транзисторах часто используются в качестве входных каскадов в многокаскадных усилителях, в которых требуется получить очень высокое входное сопротивление (R_ВХ >10⁶ -- 10⁹ Ом).

1.5. Обратные связи в усилителях. Свойства обратных связей

О б р а т н о й   с в я з ь ю   называется передача части напряжения или тока с   в ы х о д а   усилителя на его   в х о д. Подобная связь может быть обусловлена:

– физическими свойствами и конструкцией усилительного элемента (эффект Эрли, межэлектродные емкости, эффект Миллера и т.д. [I]. Такую обратную связь называют   в н у т р е н н е й;

– паразитными индуктивными и емкостными связями, связями через источник питания и т.д. между входными и выходными цепями. Данная обратная связь является   п а р а з и  т н о й   обратной связью (п.1.7). Она нежелательна, так как может привести к существенному ухудшению свойств усилителя и поэтому влияние паразитной обратной связи стремится по возможности исключить (п.1.7);

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.11

 

– специально вводимыми цепями К_ОС (рис.1.11), создающими обратную связь с целью изменения свойств усилителей в требуемом направлении. Подобную связь называют   п о л е з н о й   обратной связью или просто   о б р а т н о й    с в я з ь ю.

Последовательное соединение усилителя К_УС и узла обратной связи К_ОС (рис.1.11) образует  замкнутую петлю, называемую     п е т л е й    о б р а т н о й   с в я з и.

Классификация обратных связей может быть проведена следующим образом.

Напряжение на выходе цепи обратной связи U_ОС может  с к л а д ы в а т ь с я   с входным сигналом U_ВХ (рис.1.11, а)     либо   в ы ч и т а т ь с я  из него. В первом случае обратная связь называется п о л о ж и т е л ь н о й, во втором – о т р и ц а т е л ь н о й. При положительной обратной связи угол сдвига между напряжениями  U_ОС и U_ВХ равен нулю, в случае отрицательной обратной связи он составляет 180 эл. град.

В зависимости от способа подачи напряжения U_ОС       во   в х о д н у ю   цепь обратные связи могут быть:

– п о с л е д о в а т е л ь н а я   обратная связь, когда напряжение U_ОС подается на вход усилителя последовательно с входным сигналом U_ВХ (рис.1.11, а, в);

– п а р а л л е л ь н а я  обратная связь – напряжение U_ОС подается параллельно сигналу U_ВХ (рис.1.11, б, г).

Как следует из рис.1.11, при последовательной обратной связи суммируются входные напряжения U_ОС, U_ВХ, в параллельной – входные токи I_ОС, I_ВХ. Поэтому первую связь иногда называют      о б р а т н о й    с в я з ь ю   с о    с л о ж е н и е м   н а п р я ж е н и й, вторую – о б р а т н о й   с в я з ь ю   с о   с л о ж е н и е м   т о к о в;

– к о м б и н и р о в а н н а я   по входу обратная связь, в которой одновременно имеет место суммирование токов и напряжений. Иногда такую связь называют  м о с т о в о й   п о  в х о д у  или  с м е ш а н н о й   п о   в х о д у [5].

В зависимости от способа включения узла обратной связи К_ОС на   в ы х о д е   усилителя различают следующие обратные связи:

– обратная связь   п о   н а п р я ж е н и ю (параллельная по выходу обратная связь) – рис.1.11, а, б. На вход узла обратной связи подается сигнал, пропорциональный выходному напряжению усилителя и U_ОС = U_ВЫХ;

– обратная связь  п о   т о к у (последовательная по выходу обратная связь). Входное напряжение узла обратной связи U_{ВХ ОС}, снимаемого с шунта Z_ОС, пропорционально  выходному  току   U_{ВХ ОС} =  = I_Н Z_ОС;

– к о м б и н и р о в а н н а я  по выходу обратная связь,  содержащая обратные связи по напряжению и току. Такую связь называют также    м о с т о в о й   п о   в ы х о д у   или   с м е ш а н н о й   п о    в ы х о д у   обратной связью [5].

На практике усилители и цепи обратной связи чаще всего являются довольно сложным и трудно определить, какой из типов обратной связи имеет место. В этом случае можно воспользоваться следующим правилом.

Мысленно закорачивается нагрузка усилителя Z_Н. Если при этом напряжение обратной связи U_ОС исчезнет, то имеет место обратная связь по напряжению. Если напряжение U_ОС исчезает при обрыве цепи нагрузки, то в схеме имеет место обратная связь полупроводниковые по току. Если же U_ОС не исчезает ни при коротком замыкании нагрузки Z_Н, ни при ее обрыве, в схеме действует комбинированная обратная связь. Когда напряжение U_С (рис.1.11) перестает подаваться на вход усилителя при обрыве цепи источника входного сигнала U_ВХ~ в схеме последовательная обратная связь, при коротком замыкании источника U_ВХ – параллельная обратная связь.

Свойства обратных связей рассматриваются на примере последовательной   о б р а т н о й   с в я з и   п о   н а п р а в л е н и ю (рис.1.11, а). Типичный пример использования такой связи – эмиттерный повторитель [I], фрагмент схемы которого представлен на рис.1.11, д. Напряжение U_ОС снимается с резистора R_Э и через сопротивление R_Б поступает на базу транзистора. Вид связи легко устанавливается с помощью указанного выше способа. Связь отрицательная, так как полярность напряжения на R_Э является запирающей для транзистора и вычитается из входного, отпирающего сигнала U_ВХ. При выводе основных соотношений предполагается, что коэффициенты усиления усилителя без обратной связи К_УС и узла обратной связи К_ОС – величины вещественные и не учитываются нелинейности усилителя. Из рис. 1.11, а следует:

 

 U_С=U_ВХ ± U_ОС.                                                 (1.26)

 

Знак (+) соответствует положительной обратной связи, (-) – отрицательной. Разделив обе части (1.26) на U_ВЫХ, получим:

 

U_С/U_ВЫХ = U_ВХ / U_ВЫХ ± U_ОС / U_ВЫХ.                 (1.27)

 

После преобразований выражение (1.27) приводится к виду:

 

К_УСОХВ= К_УС / (1 ± К_УС К_ОС),                             (1.28)

 

                    U_ВЫХ  

где К_{УС ОХВ} = —— – коэффициент усиления усилителя, 

                     U_С  

 

охваченного обратной связью; К_УС = U_ВЫХ/U_ВХ; K_ОС = U_ОС/ U_ВЫХ. В формуле (1.28) знак (-) соответствует уже положительной, а (+) – отрицательной обратной связи. Произведение К_УС К_ОС   называется    п е т л е в ы м    у с и л е н и е м,   величины   (I ± K_УС K_ОС) – г л у б и н о й  о б р а т н о й   с в я з и. Из (1.28) следует, что при положительной обратной связи коэффициент усиления возрастает, при отрицательной – уменьшается. В то же время в усилителях  чаще всего используется отрицательная обратная связь (ООС), обладающая рядом положительных свойств:

– отрицательная обратная связь уменьшает нелинейные искажения усилителя. Коэффициент нелинейных искажений в усилителе с обратной связью   

 

К_ГОС=К_Г / (1 + К_УС К_ОС)                         (1.29)

 

уменьшается в (I + К_УС К_ОС) раз. В такое же количество раз снижаются и вносимые усилителем помехи. Отрицательная обратная связь часто используется в усилителях мощности, являющихся основной причиной нелинейных искажений усиливаемого сигнала. Это происходит потому, что с увеличением (I + К_УС К_ОС) снижается напряжение U_С непосредственно на входе усилителя, а следовательно, работа будет происходить на меньших участках вольтамперных характеристик транзисторов, обладающих меньшей нелинейностью;

– входное сопротивление R_{ВХ ОС} усилителя с обратной связью определяется способом подачи напряжения U_ОС во входную цепь. При   п о с л е д о в а т е л ь н о й   ООС по напряжению (рис.1.11, а) и току (рис.1.11, б) входное сопротивление усилителя увеличивается в (I + К_УС К_ОС) раз:

 

R_ВХОС=R_ВХ (1 + К_УС К_ОС),                          (1.30)           

 

где R_ВХ – входное сопротивление усилителя без обратной связи.  При параллельной ООС входное сопротивление  R_{ВХ ОС} уменьшается в (I + + K_УС K_ОС ) раз [4];

– выходное сопротивление R_{ВЫХ ОС} усилителя с ООС определяется способом снятия сигнала обратной связи с выхода устройства. Способ подачи U_ОС во входную цепь в этом случае не играет значения. В случае ООС  п о    н а п р я ж е н и ю  (рис.1.11, а, б) R_{ВЫХ ОС} – с н и ж а е т с я :

 

                  R_ВЫХ

R_ВЫХОС=————  .                                      (1.31)

              1 + К_УС К_ОС

 

Но в усилителе, охваченном ООС по току (рис.1.11, в, г), выходное сопротивление   в о з р а с т а е т :

 

R_ВЫХОС»R_ВЫХ (1 + К_УС К_ОС) ,                            (1.32)

 

где R_ВЫХ – выходное сопротивление усилителя без обратной связи;

– введение ООС стабилизирует работу усилителя при воздействии на него внешних и внутренних факторов (непостоянство напряжения источников питания, температуры, давления или влажности окружающей среды, старение усилительных элементов и остальных деталей усилителя, замена транзисторов и т.д.). Из (1.28) следует, что при большой глубине ООС, когда К_УС К_ОС >> 1, коэффициент усиления становится равным:

 

                   К_УС           1 

К_УСОХВ» ——— » —— .                                   (1.33)

                 К_УС К_ОС        К_ОС

 

Уравнение (1.33) показывает, что коэффициент усиления усилителя, охваченного глубокой ООС, не зависит от параметров усилителя, а целиком зависит от коэффициента обратной связи. Механизм стабилизации работы усилителя с ООС рассматривается ниже;

– применение ООС позволяет снизить частотные искажения усилителя и тем самым расширить полосу частот Df_ОС (рис.1.12), что вызвано увеличением входного и уменьшением выходного сопротивления усилителя.

Недостатком ООС является снижение коэффициента усиления усилителя в (I + K_УС K_ОС) раз ((1.18), рис.1.12). Уменьшение К_{УС ОХВ} компенсируется в реальных схемах включением дополнительных каскадов усиления.

П о л о ж и т е л ь н а я   о б р а т н а я   с в я з ь (ПОС) вызывает увеличение К_{УС ОХВ} (1.18), снижение входного и повышение выходного сопротивлений в (I - - K_УС K_ОС) раз (рис.1.11, а), уменьшение полосы пропускания усилителя (рис.1.12). При К_УС К_ОС ®1, К_{УС ОХВ} ®¥ в усилителе возникают незатухающие колебания даже при U_ВХ = 0. Такое  явление называется режимом      с а м о в о з б у ж д е н и я   усилителя, при котором усилитель не реагирует на входные сигналы и работает как генератор периодических колебаний. Поэтому положительная обратная связь чаще всего используется при построении генераторов гармонических и импульсных сигналов.

В общем случае К_УС К_ОС являются комплексными величинами (1.1). Поэтому при изменении частоты входного сигнала изменяется угол сдвига между напряжениями U_ВХ и U_ОС. При  некоторой частоте этот угол может достигнуть значения, близкого к 360 эл.град. При этом напряжения U_ВХ и U_ОС совпадают по фазе и обратная связь из отрицательной превращается в положительную, что нарушает устойчивую работу усилителя. Это можно предотвратить включением корректирующих цепей [5], а также использованием вместо общей обратной связи многокаскадного усилителя цепочек местных ООС, охватывающих отдельные каскады.

1.6. Методы стабилизации рабочей точки

в полупроводниковых усилителях

В большинстве случаев применение отдельного источника смещения Е_Б (рис.1.7, а) для выбора рабочей точки  г (рис.1.8) является нецелесообразным. Чаще всего для создания напряжения смещения Е_БЭО используют источник коллекторного питания. Одна из возможных схем образования цепи смещения показана на рис.1.13. Ток смещения I_БО = I_Б3 (рис.1.8), соответствующей рабочей точке г , равен

 

         E_К - U_БЭО

I_БО = ———— ,

             R_Б1

 

откуда базовое сопротивление

 

          E_К - U_БЭО

R_Б1=————,                                 (1.34)   

               I_БО 

 

U_БЭО  выбирается в пределах (0,05-3,0) В в зависимости от типа транзистора и режима его работы. При расчете режима усилителя по постоянному току (режим покоя) значения U_БЭО или I_БО можно найти, воспользовавшись рекомендациями, приводимыми в справочнике для данного типа транзистора. Резистор R_Б1 во много раз превосходит входное сопротивление транзистора, ток I_БО = const и целиком определяется R_Б1. Поэтому данный способ называют  с м е щ е н и е м   ф и к с и р о в а н н ы м   т о к о м   б а з ы.

ООС схемы (рис.1.7, а, 1.13) не обеспечивают стабилизацию режима работы усилительного каскада при широком изменении температуры, замене транзистора, колебании напряжения питания и т.д. При возрастании температуры увеличивается обратный ток коллекторного перехода I_КО, ток базы I_БО, коэффициент усиления b[1]. Это приводит к изменению коллекторного тока D I_К [7]:

 

DI_К= (1 + b) D I_КО + b D I_Б +(I_КО + I_БО) Db.          (1.35)

 

Выражение (1.35) можно преобразовать к виду:

 

              ( D I_КО   D U_ЭБ     I_Э     Db)

DI_К= S    —— - —— + ——  —— ;                      (1.36)

                (  a        R_ЭБ    1 + b    b)   

 

            b                     R_Э

S= ——— ;    g_Б = ——— ,                                   (1.37)

        1 + bg_Б              R_Э + R_Б

 

S – коэффициент нестабильности коллекторного тока; g_Б – коэффициент токораспределения; R_Э, R_Б – сопротивления, включаемые в эмиттерную и базовые цепи ; D U_БЭ – приращение напряжения между базой и эмиттером, вызванное изменением тока базы; R_ЭБ – входное сопротивление транзистора в точке покоя; I_Э – значение эмиттерного тока в режиме покоя транзистора.

В результате увеличения I_К с повышением температуры возрастает ток покоя I_КНО = I_КНО1 (рис.1.14, а), а напряжение покоя уменьшается: U_КНО = U_КНО1 .Рабочая точка г перемещается вверх по нагрузочной прямой  А_I В_I. Режим покоя в данном случае характеризуется рабочей точкой г₁. При подаче на вход сигнала l_ВХ неизменной амплитуды (рис.1.8) при достижении тока базы I_Б ³ I_Б6 транзистор входит в область насыщения и происходит ограничение верхней  части синусоиды коллекторного тока, в результате чего искажается кривая выходного напряжения. При дальнейшем возрастании температуры ток покоя I_КНО может увеличиться настолько, что рассеиваемая на коллекторе мощность может превысить допустимое значение Р_{К ДОП} и транзистор выходит из строя [1].

При уменьшении температуры рабочая точка перемещается по линии А_I В_I в положение г₂. Ограничение выходного напряжения происходит при попадании рабочей точки в область отсечки (рис.1.14, а).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

      

Из уравнения (1.36) видно, что изменения коллекторного тока будут тем меньше, чем ниже коэффициент S. Для схемы рис.1.13      R_Э = 0, и как следует из (1.37), g_Б = 0, S = b. Поэтому смещение фиксированным током базы неприемлемо для усилителей, работающих в широком диапазоне температур. Его можно использовать тогда, когда колебания температуры не превосходит 10-20°С. Резистор R_Б1 индивидуально подбирается для конкретного транзистора.

Стабилизация рабочей точки г (рис.1.8, 1.14, а) при изменении температуры может быть осуществлена двумя способами:

1) применением отрицательных обратных связей ;

2) использованием термочувствительных элементов.

Высокая стабилизация режима работы транзистора достигается в схеме (рис.1.14, б), в которой используется последовательная отрицательная обратная связь по току эмиттера. Сигнал обратной связи    U_ОС = U_Э снимается с резистора R_Э. Напряжение смещения в такой схеме

 

U_БЭО=U_Б - U_Э,                                                      (1.38)

 

где U_Б – напряжение, образованное на сопротивлении R_Б2 при протекании через него тока делителя I_Д:

 

I_Д= E_К /(R_Б1 + R_Б2).                                              (1.39)

 

Величина V_Б определяется из уравнения

 

                           R_Б2             

U_Б= I_Д R_Б2 = ———— Е_К.                                  (1.40)

                      R_Б1 + R_Б2 

 

Обычно значение I_Д выбирают равным 0,5-2 I_{Б МАКС} в зависимости от мощности и режима работы каскада. Величины R_Б2, R_Б1 находятся в пределах

 

 R_Б2=(5-15) R_ВХ; R_Б1 = (8-10) R_Б2,                         (1.41)

 

где R_ВХ – входное сопротивление транзистора переменному току в точке покоя.

Из соотношений (1.40) и (1.41) следует, что при данных значениях R_Б1, R_Б2 и U_Б = const независимо от флуктуаций параметров транзистора. Поэтому в схеме рис.1.14, б осуществляется   с м е щ е н и е    ф и к с и р о в а н н ы м   н а п р я ж е н и е м   б а з ы. Значение R_Э определяется из выражения

 

        (0,05-0,3) Е_К      (0,05-0,3) Е_К

R_Э»—————– »  —————  .                       (1.42)

                       I_ЭНО                      I_КНО

 

В каскадах предварительного усиления коэффициент в скобках принимают равным 0,1-0,3, в усилителях мощности 0,05-0,15. Обычно эмиттерное сопротивление находится в пределах R_Э = (0,2-0,4) R_К.

При возрастании I_КНО  (I_ЭНО) увеличивается напряжение U_Э:

 

U_Э=I_ЭНО R_Э.                                                           (1.43)

 

При этом напряжение смещения U_БЭО (1.38) уменьшается, что вызывает снижение тока базы I_БО и соответственно тока коллектора I_КНО = b I_БО и рабочая точка г практически не изменяет своего положения. Для схемы рис.1.14, б R_Б, входящее в формулу (1.37), равно:

 

         R_Б1 R_Б2   

R_Б=———– ,                                                         (1.44)

        R_Б1 + R_Б2

 

так как сопротивления R_Б1 и R_Б2 соединены параллельно через источник питания для переменной составляющей. Из (1.36) и (1.37) следует, что для повышения стабилизации рабочей точки г при изменении температуры необходимо увеличивать R_Э и уменьшать R_Б1,  R_Б2. Увеличение R_Э приводит к снижению напряжения на транзисторе, что вызывает необходимость повышения Е_К. Уменьшение R_Б2 приводит к шунтированию входного сопротивления каскада и увеличению тока I_Д, потребляемого от источника питания. Это вызывает рост мощности источников входного сигнала l_ВХ и питания. На практике при расчете R_Б1, R_Б2, R_Э используют соотношения (1.41), (1.42). При этом стараются приблизиться к условию  R_Б = R_Э, где R_Б определяется из (1.44). При его выполнении S = 2-5, чем обеспечивается стабильность в 5-10 раз более высокая, чем в схеме рис.1.13.

При воздействии сигнала l_ВХ по сопротивлению R_Э кроме тока покоя I_ЭНО начнет протекать переменная составляющая тока эмиттера i_Э создавая отрицательную обратную связь по переменному току, приводящую к снижению коэффициента усиления. Чтобы отвести переменную составляющую i_Э от резистора R_Э, его шунтируют конденсатором С_Э, емкостное сопротивление которого для нижнего значения усиливаемой частоты f_Н должно быть на порядок меньше R_Э:

 

X_СЭ=0,1 R_Э; C_Э = 1/0,1 R_Э 2 p f_Н.                                       (1.45)

 

Схему усилителя на рис.1.14, б иногда называют схемой с эмиттерной стабилизацией рабочей точки [5].

Широкое применение находит также схема с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению (схема с коллекторной стабилизацией – рис.1.15). При увеличении тока с повышением температуры напряжение U_КЭ уменьшается:

 

U_КЭ=E_К - I_К R_К.                                                                     (1.46)

 

Часть этого напряжения через сопротивление R_ОС подается на вход каскада. Поэтому со снижением U_КЭ уменьшаются U_БЭО, ток базы и ток коллектора, рабочая точка не перемещается. Сопротивление R_ОС обычно рассчитывается по соотношению

 

          a (Е_К - I_КО R_К - V_БЭО)

R_ОС=———————— ,                                             (1.47)

                (1 - a) I_КО    

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

где a – коэффициент усиления транзистора в схеме с общей базой.

Коллекторная стабилизация наиболее проста и экономична, но ее целесообразно использовать в резистивном каскаде (п.1.7), когда падение напряжения на R_К в процессе работы каскада составляет 0,5 Е_К и выше.

Применение обратных связей позволяет стабилизировать работу усилительного каскада не только при температурных изменениях, но и при воздействии временных дестабилизирующих факторов. Временная составляющая возмущения связана с колебаниями напряжения источников питания, влажности, атмосферного давления, возникает и как результат хаотической «ползучести» параметров транзисторов из-за сложных электрохимических реакций на поверхности материала базы. Временные изменения параметров могут происходить также из-за старения транзисторов [1]. Непостоянством во времени характеризуется главным образом коэффициент усиления b. У кремниевых транзисторов чаще всего b возрастает во времени, у германиевых – как возрастает, так и снижается. Уменьшение временной нестабильности параметров достигается также совершенствованием технологии изготовления [1].

В усилительных схемах на униполярных транзисторах используются те же виды обратных связей, что и у биполярных приборов. Расчет элементов схем стабилизации и величины нестабильности подробно рассматривается в работах [1, 3, 4, 6, 7].

На рис. 1.16 показана схема стабилизации рабочей точки с применением термочувствительного элемента – диода VD. Диод выбирают таким образом, чтобы его температурный коэффициент напряжения (ТКН) был равен ТКН эмиттерного перехода. При изменении температуры токи диода и базы изменяются одинаково, в результате ток коллектора остается постоянным. Эта схема требует тщательного кропотливого подбора диода при каждой смене транзистора и поэтому применяется редко. Наиболее эффективным является применение термочувствительных элементов в интегральных микросхемах, поскольку VD в виде транзистора в диодном включении и сам транзистор выполняются на одном кристалле кремния в едином технологическом цикле и имеют, следовательно, идентичные параметры.

1.7. Многокаскадные усилители. Виды межкаскадных связей. Частотные свойства многокаскадных усилителей

Многокаскадные усилители состоят из нескольких каскадов усиления, соединенных между собой последовательно. Коэффициент усиления такого усилителя равен произведению коэффициентов усиления отдельных ступеней (п.1.2). Относительное усиление Y_УС и коэффициент частотных искажений М_УС многокаскадного усилителя равны:

 

Y_УС= Y₁ Y₂ Y₃ ...Y_n; M_УС = M₁ M₂ M₃ ... M_n,                                        (1.48)

 

где Y₁, Y₂, Y₃,..., Y_n; M₁, M₂, M₃, ..., M_n – относительные усиления и коэффициенты частотных искажений каскадов; n – число каскадов усиления.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.17

 

Угол сдвига выходного напряжения относительно входного многокаскадного усилителя равен сумме углов сдвига, вносимых отдельными каскадами:

 

g_УС=g₁ +  g₂ + g₃ + ... + g_n.                                                                     (1.49)

 

Входным каскадом многокаскадного усилителя обычно является эмиттерный повторитель. Промежуточные и выходные каскады чаще всего выполняются по схеме с общим эмиттером. Для передачи усиленного сигнала от одного усилительного элемента к другому и подачи питающих напряжений на их электроды используют различные

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.18

 

схемы межкаскадных связей. Основными видами межкаскадных связей являются:

1. Резистивная (реостатно-емкостная) связь (рис.1.17). Передача сигнала с выхода первого каскада (транзистор VT1) на вход второго осуществляется через конденсатор С_Р1. Кроме того, этот конденсатор препятствует попаданию высокого отрицательного напряжения покоя U_КЭНО (рис.1.8) с коллектора транзистора VT1 на базу VT2. Резистор R_Б2 предназначен для выделения усиливаемого переменного сигнала в цепи базы транзистора VT2 и подачи напряжения смещения. Конденсаторы С_ВХ, С_Р2 выполняют роль входного и выходного устройства усилителя (п.1.1). Усилительному каскаду с резистивной связью  присущи следующие достоинства:

– простота, дешевизна, малые размеры и стоимость;

– равномерная частотная характеристика (рис.1.5), не содержащая резонансных пиков;   

– относительно малое потребление энергии от источников питания;

– нечувствительность к внешним электромагнитным полям.

К недостаткам можно отнести относительно низкий КПД и коэффициент усиления по сравнению с усилительными каскадами, содержащими другие виды межкаскадных связей. Резистивная связь нашла широкое применение в каскадах предварительного усиления (рис.1.3).

2. Трансформаторная связь (рис.1.18).   Усиливаемый сигнал на второй каскад подается со вторичной обмотки трансформатора ТР, первичная обмотка которого включена в коллекторную цепь транзистора первого каскада VT1.Кроме того, вторичная обмотка выполняет функцию подачи напряжения смещения на базу транзистора VT2 с резистора R_Б2. Конденсатор С_Ш шунтирует этот резистор по переменной составляющей, в результате чего напряжение сигнала на вторичной обмотке трансформатора оказывается приложенным непосредственно между базой и землей. Усилители с трансформаторной связью позволяют согласовывать выходное сопротивление предыдущего каскада с входным сопротивлением последующего или с нагрузкой (п.1.8), изменять фазу выходного сигнала, повышать напряжение на входе следующего каскада. В то же время по сравнению с усилителями, имеющими резистивную связь, каскады с трансформаторной связью имеют следующие недостатки:

– более узкую полосу пропускания частот Df и неравномерную частотную характеристику (рис.1.5), связанную с наличием резонансных явлений в схеме;

– большие габариты и массу, значительную стоимость;

– высокие нелинейные искажения, обусловленные нелинейностью кривой намагничивания трансформатора.

По этой причине трансформаторная связь сравнительно редко используется в каскадах предварительного усиления, но широко применяется в оконечных каскадах (рис.1.3).

3. Непосредственная (гальваническая) связь (рис.1.19).

Усилители с непосредственной связью используются для усиления постоянного или медленно изменяющегося входного напряжения. Поэтому в этих устройствах нельзя применять реактивные элементы (конденсаторы, трансформаторы) при создании цепей межкаскадных связей. Коллектор предыдущего транзистора VT1 связан с базой следующего VT2 с помощью резисторов или источников Е_Р, проводящих постоянный ток. Шунтирование эмиттерных сопротивлений R_Э1, R_Э2  конденсаторами С_Э1, С_Э2 (рис.1.14) в данном случае теряет смысл. Источник Е_Р предназначен для компенсации высокого отрицательного напряжения покоя U_КЭНО1, снимаемого с коллектора транзистора VT1. Напряжение смещения на базе транзистора VT2 в схеме рис.1.19 равно:

 

U_БЭО2 = U_КЭНО1 - E_Р.

 

Достоинствами усилителей с непосредственной связью является способность усиливать как постоянные, так и переменные напряжение и ток, минимальные частотные и фазовые искажения. Основным недостатком является наличие временного и температурного дрейфа нуля (п.1.9). Непосредственная связь широко применяется в семах многокаскадных усилителей постоянного тока (УПТ).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.19

 

Помимо рассмотренных ранее обратных связей в многокаскадных усилителях присутствуют и так называемые   п а р а з и т н ы е     с в я з и. Основными видами паразитных связей в многокаскадном усилителе являются:

а) паразитные   е м к о с т н ы е   связи, обусловленные электрической емкостью между проводниками и деталями схемы усилителя, несущими потенциал сигнала, входными и выходными емкостями транзистора С_ВХ1, С_П1, С_ВХ2, С_П2, С_Н (рис.1.17);

б) паразитные   и н д у к т и в н ы е   связи, возникающие из-за взаимоиндукции между проводниками и деталями усилителя, главным образом между его трансформаторами;

в) паразитные обратные связи через источник питания, обладающий конечным значением внутреннего сопротивления;

г) э л е к т р о м а г н и т н ы е   обратные связи, которые возникают между выходами усилительных каскадов, образующих колебательную систему с распределенными параметрами. Наличие этих связей приводит к самовозбуждению усилителя на определенной частоте входного сигнала.

Реактивные элементы в схеме многокаскадного усилителя обусловливают частотные и фазовые искажения (рис.1.20). При снижении частоты входного сигнала f_ВХ < f_Н возрастают емкостные сопротивления разделительных конденсаторов С_ВХ, С_Р1, С_Р2:

                 1                              1                              1

X_СВХ = ———— ;   X_СР1 = ———— ;   X_СР2 = ———— .  (1.50)

           2 p f_ВХ С_ВХ               2 p f_ВХ С_Р1             2 p f_ВХ С_Р2 

 

В результате увеличивается падение напряжения на этих сопротивлениях  DU_ВХ, DU_СР1, DU_СР2 (рис.1.17), вследствие чего на входы первого и второго каскадов, а также на нагрузку, поступает меньшее напряжение и поэтому коэффициент усиления уменьшается. В пределе при f_ВХ ®0, х_СВХ = х_СР1 = х_СР2 ®¥  и выходное напряжение становится равным нулю.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.20

 

При снижении частоты f_ВХ увеличиваются также емкостные сопротивления конденсаторов С_Э1, С_Э2. Это приводит к тому, что все большая часть переменной составляющей тока эмиттера ответвляется в резисторы R_Э1, R_Э2. При этом происходит возрастание отрицательной обратной связи по переменной составляющей и снижение коэффициента усиления усилителя. При f_ВХ ®0 конденсаторы С_Э1, С_Э2 перестают выполнять свое назначение (п.1.6).

С увеличением частоты f_ВХ > f_В  начинают оказывать влияние паразитные емкости, сопротивление которых уменьшается:

 

                 1                              1                              1

X_СП1=———— ;   X_СП2= ———— ;    X_СН = ———— .                   (1.51)

           2 p f_ВХ С_П1              2 p f_ВХ С_П2               2 p f_ВХ С_Н

 

Из-за уменьшения реактивных сопротивлений все большая часть выходных сигналов ответвляется через паразитные конденсаторы на землю и составляющая выходного сигнала, выделяемая в нагрузке R_Н, уменьшается. При f_ВХ ®¥, Х_СП1 =Х_СП2 = Х_СП ®¥ (1.51) входные и выходные цепи усилителя закорачиваются и выходное напряжение усилителя становится равным нулю (рис.1.20). Наличие паразитных связей может привести также к нарушению устойчивой работы усилителя.

Уменьшение паразитных емкостных связей достигается рациональным размещением на плате деталей усилителя (каскады располагаются по прямой линии в виде полоски, максимально удалены друг от друга входной и выходной каскады и т.д.), тщательным экранированием входных и выходных цепей, установкой металлического экрана между входными и выходными цепями и т.д.

Для снижения индуктивных связей входной трансформатор располагается возможно дальше от входного, чаще всего под углом 90°, используется экранирование трансформаторов и т.д.

Самовозбуждение, вызванное паразитными электромагнитными обратными связями, устраняют последовательным включением в базу транзистора непроволочных резисторов (от нескольких ом до нескольких килоом).

Расширение полосы пропускания многокаскадного усилителя в области малых и больших частот достигается применением схем частотной коррекции [3, 5].

1.8. Усилители мощности. Режимы работы.

Однотактные и двухтактные усилители мощности

Усилители мощности (УМ) являются оконечными каскадами усиления в структуре многокаскадного усилителя (рис.1.3). Основное их назначение – передача в нагрузку возможно большей мощности. В связи с тем, что УМ при этом потребляют значительную мощность от источника питания, одним из важных показателей является коэффициент полезного действия.

Для получения максимальной мощности на выходе каскада транзистор стремятся использовать по току и напряжению вплоть до границ, определяемых предельными значениями параметров. Следовательно, при работе УМ используются все нелинейные области входных и выходных характеристик  [1]. В кривых выходного тока и напряжения при этом появляются нелинейные искажения, характеризуемые коэффициентом к_Г. При проектировании УМ основная задача – получение для заданной мощности нагрузки максимального КПД при минимальном уровне нелинейных искажений. Величины коэффициента к_Г и КПД зависят от режима работы усилителей мощности.

1.8.1. Режимы работы усилителей мощности

В зависимости от положения рабочей точки усилительного элемента (точки покоя на рис.1.8), которое определяется величиной напряжения  смещения, различают следующие режимы работы усилителей мощности:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.21

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.22

 

1. Режим класса А – характеризуется тем, что рабочая точка А (рис.1.21) выбирается на середине прямолинейного участка входной характеристики транзистора. На семействе выходных характеристик транзистора (рис.1.8) рабочая точка г располагается на середине нагрузочной прямой переменного тока А_I В_I. Амплитуда входного сигнала u_ВХ (рис.1.21) не должна выходить за пределы линейного участка аб характеристики. Для построения кривой коллекторного тока на рис. 1.21 используется проходная динамическая характеристика переменного тока I_К = f (I_Б), расположенная во втором квадранте. Из рисунка видно, что ток в коллекторной цепи проходит в течение всего периода входного сигнала u_ВХ. Класс А характеризуется малыми нелинейными искажениями усиливаемого сигнала (к_Г £ 1%). В то же время из-за наличия большой величины тока покоя I_КНО, превышающей амплитудное значение переменной составляющей коллекторного тока I_{К МАКС} усилитель мощности в данном режиме имеет низкий КПД (h_УС < 0,5).

2. Режим класса В. В этом режиме напряжение смещения U_БЭО =0 (рис.1.7) и рабочая точка В располагается в начале координат (рис.1.22). Поэтому при отсутствии входного сигнала (u_ВХ = 0) транзистор будет закрыт и ток покоя I_КНО = 0. При воздействии входного напряжения (u_ВХ  ¹ 0) происходит усиление только одной полуволны и ток в коллекторной цепи проходит в течение полупериода входного сигнала. Так как максимальное значение коллекторного тока I_{К МАКС} превышает среднее значение (постоянной составляющей) тока I_К  (рис.1.21), КПД каскада выше, чем в классе А (h_УС £ 0,7). В то же время из-за нелинейности начального участка входной характеристики транзистора ток базы и коллектора искажается в области малых значений. По сравнению с режимом класса А в данном случае имеет место более высокий уровень искажений (к_Г £ 10%).

3. Режим класса АВ является промежуточным между классами А и В.Он реализуется путем подачи небольшого отрицательного смещения, выводящего рабочую точку К из нелинейной области на линейный участок входной характеристики транзистора (рис.1.23). Транзистор лишь приоткрыт и через него протекает небольшой ток покоя I_КНО. Поэтому КПД каскада, работающего в классе АВ, выше, чем в классе В, а нелинейные искажения относительно невелики (к_Г £ 3%).

4. Режим класса С – характеризуется тем, что на базу транзистора подается начальное напряжение смещения  U_БЭО   в   з а п и р а ю  щ е м    направлении (рис.1.24). Транзистор отпирается при значениях сигнала, превышающих напряжения U_БЭО (U_ВХ  ³ U_БЭО). Из  рис 1.24 видно, что в коллекторной цепи протекает ток i_К  в течение времени, меньшего времени полупериода входного сигнала. Класс С используется в очень мощных усилителях, так как КПД имеет наибольшее значение. В то же время нелинейные искажения также максимальны. Однако это не имеет существенного значения, так как высшие гармоники в выходном токе устраняются включением резонансных контуров.

5. Режим класса Д. Этот режим используется в преобразователях при работе транзистора в ключевом режиме [1], когда большую часть времени он находится в состоянии отсечки и насыщения (гл. 3).

В зависимости от схемы включения усилители мощности можно разделить на   о д н о т а к т н ы е   и   д в у х т а к т н ы е.  В однотактных УМ в основном используется режим класса А, в двухтактных – классы В, АВ.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.23

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.24

1.8.2. Однотактные и двухтактные усилители мощности   

IК B1

Однотактные усилители мощности. В усилителях мощности чаще всего используются схемы включения транзистора с общим эмиттером (ОЭ) и общей базой (ОБ) [1].

На рис.1.25, а  показана схема однотактного усилителя мощности при включении транзистора с ОЭ. Режим класса А обеспечивается включением делителя R_Б1, R_Б2. Резистор в эмиттерной цепи R_Э предназначен для тепловой стабилизации работы каскада. Но так как токи коллектора и эмиттера транзистора существенно больше, чем в транзисторах предварительных каскадов, величина R_Э мала и не превышает нескольких десятков ом. Поэтому для устранения отрицательной обратной связи по переменному току требуется конденсатор очень большой емкости. В связи с этим резистор R_Э либо вообще не включают либо используют для создания небольшой отрицательной обратной связи с целью улучшения характеристик усилителя (п.1.5). В дальнейшем принимается R_Э = 0.

Нагрузка каскада R_Н  включается через трансформатор ТР. Коэффициент трансформации трансформатора к_ТР  равен:

 

к_ТР=W₁ / W₂ ,                                                                                       (1.52)

 

где W₁, W₂ – число витков первичной (коллекторной) и вторичной обмоток. Сопротивление нагрузки R¢_Н, приведенное к коллекторной цепи, равно:

 

R¢_Н= к²_ТР (R_Н + r₂) + r₁ » к²_ТР R_Н.                                                         (1.53)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.25

 

Здесь r₁, r₂ – активные сопротивления первичной и вторичной обмоток трансформатора. Так как обычно r₁, r₂  малы по сравнению с R_Н, это дает основание рассматривать приближенное соотношение (1.53). Выражение (1.53) показывает, что соответствующим выбором коэффициента к_ТР (числа витков) можно добиться согласования низкого сопротивления нагрузки R_Н  с достаточно высоким  значением выходного сопротивления транзистора. Добиваясь равенства указанных параметров, достигают выделения в нагрузке максимальной мощности. Помимо согласования сопротивлений трансформатор осуществляет гальваническую развязку выходной цепи транзистора и нагрузки, позволяет изменять фазу выходного напряжения.

Для анализа работы каскада используются выходные характеристики транзистора в схеме с ОЭ, на которых проводятся линии нагрузки по постоянному АВ и переменному А_I В_I  току (рис.1.25, б). Линия АВ проводится через точку А, соответствующую напряжению источника питания каскада Е_К, под углом a:

 

ctgaº r₁ ,                                                                                             (1.54)

 

так как при протекании постоянного тока I_КНО, через первичную обмотку в коллекторную цепь оказывается включенным только сопротивление r₁. Из-за малости величины r₁ угол a » 90°.

При воздействии входного сигнала u_ВХ по первичной обмотке начинает протекать переменная составляющая i_К и в коллекторную цепь вносится сопротивление R¢_Н (1.53). Линия А_I В_I проводится через рабочую точку К (точку покоя) под углом b:

ctgbº R¢_Н.                                                                                            (1.55)

 

Рабочая точка К выбирается на середине линии нагрузки А_I В_I и примыкает в линии предельной мощности транзистора Р_{К ДОП} [1]. Величина входного сигнала u_ВХ такова, что амплитудные значения напряжения и тока коллекторной цепи охватывают весь участок mn  линии А_I В_I, находящихся между областью насыщения и отсечки. При этом максимальные значения напряжения и тока коллектора равны (рис.1.24):

 

U_{К МАКС} = 2 U_{ВЫХ МАКС} + U_{К Э НАС} » 2 U_{ВЫХ МАКС};

I_КМАКС = 2 I_{ВЫХ МАКС} + I_КО » 2 I_{ВЫХ МАКС}.                                             (1.56)

 

Из (1.56) следует, что при U_{ВЫХ МАКС} » U_КЭНО и U_КЭНО » E_К (рис.1.25) максимальное напряжение на коллекторе транзистора

 

U_КМАКС» 2 E_К.                                                                                      (1.57)

 

Напряжение на транзисторе, равное двойному напряжению источника питания, обусловлено возникновением ЭДС самоиндукции в первичной обмотке трансформатора при изменении тока i_К, складывающейся с напряжением Е_К. Максимальный ток транзистора, с учетом I_{ВЫХ МАКС} » I_КНО  находится из (1.56):

 

I_КМАКС» 2 I_КНО.                                                                                     (1.58)

 

Выражения (1.57) и (1.58) используются при выборе транзистора.

Выходная мощность усилителя (мощность в первичной обмотке)

 

P_ВЫХ=I_{ВЫХ МАКС} U_{ВЫХ МАКС} /2.                                                              (1.59)

 

Значение Р_ВЫХ численно равно площади треугольника Р_MN  (рис.1.25, б). Мощность, потребляемая от источника питания в режиме класса А, не зависит от входного сигнала и равна:

 

P_ИП=E_К I_КНО.                                                                                        (1.60)

 

Коэффициент полезного действия усилителя с учетом (1.59) и (1.60):

 

 

         Р_ВЫХ    1   U_{ВЫХ МАКС} I_{ВЫХ МАКС}        1

h_УС=—— = —  ——————–———  = — xc ,                              (1.61)

         Р_ИП      2           E_К I_КНО                   2

 

где x = U_{ВЫХ МАКС} / E_К – коэффициент использования транзистора по напряжению; c = I_{ВЫХ МАКС} / I_КНО – коэффициент использования транзистора по току. Так как x < I, c < I (рис.1.25, б), в режиме класса А h_УС < 0,5. Если еще учесть коэффициент полезного действия трансформатора h_ТР, КПД усилителя равен:

h¢_УС= h_УС h_ТР .                                                                                     (1.62)

 

В большинстве случаев h_ТР = (0,7-0,8), поэтому реальные значения КПД усилителя находятся в пределах:

 

h¢_УС=0,35-0,4.                                                                                      (1.63)

 

Помимо наличия низкого КПД в однотактных усилителях мощности происходит подмагничивание сердечника трансформатора постоянным током I_КНО, приводящее к увеличению массы и  габаритов трансформатора. В силу этих причин эти усилители используются при Р_ВЫХ £ 4-5 Вт.

Для определения теплового режима работы транзистора и необходимости использования охлаждающего радиатора требуется рассчитать мощность Р_К, рассеиваемую на коллекторе транзистора. Эту мощность можно найти из соотношения            1                              

Р_К= Р_ИП - Р_ВЫХ = Е_К I_КНО - — I_{ВЫХ МАКС} U_{ВЫХ МАКС}.                            (1.64)

                                         2

 

Из (1.64) следует, что значение Р_К зависит от уровня усиливаемого  сигнала (I_{ВЫХ МАКС}, U_{ВЫХ МАКС}). Наименьшее значение Р_К соответствует  максимальному  сигналу  и составляет  величину, равную 0,5E_К I_КНО. Поскольку возможны перерывы в подаче сигнала (u_ВХ = 0), необходимо значение Р_К определять из условия:

  

Р_К= E_К I_КНО  < Р_ДОП.                                                                             (1.65)

 

С учетом изменения температуры окружающей среды соотношение (1.65) получает вид:

 

                    Т_{К МАКС} - Т_МАКС

P¢_К£ Р_{К ДОП} ——————— .                                                              (1.66)

                      Т_{К МАКС} - Т_О  

 

Здесь Р_{К ДОП} – допустимая мощность, рассеиваемая в транзисторе при температуре окружающей среды Т₀ = 25°С (приводится в справочниках); Т_{К МАКС} – максимально допустимая температура коллектора [1]; Т_МАКС – максимально возможная температура окружающей среды.

Мощность Р¢_К (Р_К), а также Р_ВЫХ можно увеличить, применяя радиатор, а также используя «скользящее» напряжение смещения (рис.1.26, а). В этом случае [2] напряжение смещения U_БЭО, а следовательно, и ток покоя I_КНО, регулируются в зависимости от амплитуды входного сигнала. С возрастанием u_ВХ увеличиваются U_БЭО, I_КНО (рис.1.26, а). Из (1.64) видно, что таким способом можно увеличить Р¢_К (Р_К) и  Р_ВЫХ в два раза. «Скользящее» напряжение смещения реализуется в схеме, показанной на рис.1.26, б. На базу транзистора подается дополнительное смещение с конденсатора С, который заряжается частью выходного сигнала, снимаемого с дополнительной обмотки  W₃ и выпрямляемого с помощью диода VD. При увеличении амплитуды переменной составляющей тока I_{ВЫХ МАКС}  возрастает напряжение на конденсаторе, ток базы I_Б3 > I_Б1, ток покоя коллектора I_КНО2 > I_КНО1

(рис.1.26, а).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.26

 

Наряду со схемой ОЭ в усилителях мощности широко используется схема включения транзистора с ОБ, которая обладает следующими достоинствами:

а) допустимое коллекторное напряжение в схеме ОБ выше, чем в схеме ОЭ (U_{К Б ДОП} > U_{К Э ДОП} ) [1]. Поэтому при равных значениях R¢_Н  Р_ВЫХ в схеме ОБ будет выше (1.59), а Р_К – ниже (1.64), чем в схеме ОЭ;

б) рабочий диапазон напряжений (участок mn на рис.1.25, б) в схеме с ОЭ получается меньшим, чем в схеме с ОБ, из-за ограничения областями насыщения и отсечки;

в) зависимость коэффициента усиления b от коллекторного тока более значительна, чем коэффициента a [1]. Кроме того, в схеме с ОЭ выходные характеристики располагаются неравномерно, сгущаясь при увеличении тока коллектора. Вследствие этого кривая выходного тока становится несимметричной относительно точки покоя I_КНО, что влечет за собой появление дополнительных высших гармоник и возрастание коэффициента к_Г;

г) из-за меньшей зависимости a от температуры по сравнению с b [1] схема с ОБ обладает более стабильными параметрами.

Усилители мощности на базе схемы с ОК находят применение в основном при малых сопротивлениях нагрузки R_Н и больших выходных токах.

Двухтактные (пушпульные) усилители мощности. Двухтактный усилитель мощности состоит из двух транзисторов, включенных по схеме ОЭ (рис.1.27, а). Напряжение u_ВХ  от каскадов предварительного усиления (рис.1.3) подается на вход усилителя мощности с помощью входного трансформатора ТР1, имеющего две вторичные обмотки с равным числом витков W_Б1 = W_Б2. Обмотки соединены последовательно таким образом, что их напряжения u_Б1 и u_Б2 находятся в противофазе (рис.1.27, б).Режим покоя УМ задается делителем напряжения R_Б1, R_Б2. Резисторы R_Э1, R_Э2 выполняют ту же функцию, что и в однотактном усилителе (рис.1.25, а). Нагрузка усилителя мощности R_Н подключается через выходной трансформатор, у которого  W_К1 = W_К2. Работа усилителя рассматривается в режиме класса В. Поэтому сопротивление R_Б1 отсутствует, а R_Б2 = 0 (средняя точка ТР1 непосредственно соединена с эмиттерами транзисторов). В первый полупериод входного напряжения u_ВХ (0-q1)(рис.1.27, б) напряжение на базе VT1 положительно, а на базе VT2 – отрицательно. Поэтому транзистор VT1 запирается, а VT2 – отпирается и через коллекторную цепь протекает ток i_К2 по цепи (+) Е_К – VT2 – W_К2 –  (–)E_К. В следующий полупериод (q₂ – q₁) полярности напряжений u_Б1, u_Б2 изменяются (полярность в кружках). Транзистор VT2 закрывается, а VT1– отпирается. Коллекторный ток i_К1 протекает по цепи (+)Е_К – VT1 – W_К1 – E_К. Из рис. 1.27, а видно, что токи i_К1, i_К2  проходят через первичную обмотку трансформатора ТР2 в противоположных направлениях, что вызывает появление на нагрузке напряжения переменной полярности u_Н (рис.1.27, б). Встречное направление токов через первичную обмотку выходного трансформатора исключает подмагничивание его сердечника.

Основные соотношения, характеризующие работу двухтактного усилителя мощности, можно получить на основе графических построений для одного такта усиления (рис.1.28). Линия нагрузки по постоянному току АВ проводится под углом a (ctg º r₁). Ввиду малости активного сопротивления r₁ первичной полуобмотки трансформатора ТР2 угол a ®90°. Рабочая точка (точка покоя) К лежит на пересечении этой линии с выходной характеристикой, соответствующей запирающему базовому току I_Б < 0. Из-за малости тока I_К точка К практически совпадает с А. Линия нагрузки по переменному току     А_I В_I проводится через рабочую точку под углом b:

 

ctgbº r₁ + r¢₂ + R¢_Н = r₁ + (r₂ + R_Н) к²_ТР » R_Н к²_ТР = R¢_Н.                      (1.67)

 

Здесь r¢₂, R¢_Н – активное сопротивление вторичной обмотки и сопротивление нагрузки усилителя, приведенные к первичной обмотке; к_ТР = W_К1 / W_Н = W_К2 / W_Н – коэффициент трансформации трансформатора ТР2. При I_КО » 0 линия А_I В_I проходит через точку А (пунктир на рис.1.28). Максимальные значения выходного напряжения для однотактного усиления

 

U_{ВЫХМАКС}= E - U_{К Э НАС} » E_К,                                                               (1.68)

 

для двухтактного усилителя

 

U_{ВЫХМАКС (2)} » 2 E_К.                                                                              (1.69)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.27

Удвоение максимального напряжения на коллекторе транзистора происходит из-за сложения напряжения источника питания с ЭДС, индуктированной в коллекторе обмотке. На рис.1.27, а  показаны оба напряжения для случая запертого транзистора VT2 (полярность индуцированной ЭДС в обмотке W_К2 показана в кружках). Максимальное значение коллекторного тока (рис.1.27)

 

.                                                                   (1.70)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.28

 

Выходная мощность усилителя (в первичной обмотке ТР2) равна площади треугольника mnk (рис.1.27)

 

Р_ВЫХ=I_{К МАКС} U_{ВЫХ МАКС} /2                                                                   (1.71)

 

Мощность, потребляемая от источника питания Е_К (при I_КО » 0):

 

P_Иn= E_К I_n = 2 E_К I_Кm / p = 2 E_К I_{К МАКС} / p,                                           (1.72)

 

где I_n = 2 I_km / p – среднее значение тока, потребляемого от источника питания (рис.1.27), определяется как при двухполупериодном выпрямлении [8]. Коэффициент полезного действия двухтактного усилителя мощности с учетом (1.71) и (1.72)

 

,                   (1.73)

 

где .

 

При x = 1 теоретическое значение КПД двухтактного усилителя, работающего в классе В, равно:

 

h_ТЕОР=0,785.                                                                                        (1.74)

 

В реальных усилителях x = 0,87-0,92 [4], тогда h_УС » 0,7. С учетом КПД выходного трансформатора (h_ТР = 0,7-0,8) общий вид КПД усилителя составит:

 

h¢_УС= h_УС h_ТР = (0,5-0,6).                                                                     (1.75)

 

Мощность, рассеиваемая в обоих транзисторах VT1 и VT2 двухтактной схемы (рис.1.26, а), находится из соотношения

 

 

Учитывая, что      (1.67), получаем:

 

.                                                  (1.76)

 

Из (1.76) видно, что мощность Р_К зависит от амплитуды выходного напряжения U_{ВЫХ МАКС} и тока I_{К МАКС}. Для определения максимальной мощности Р_{К МАКС}, рассеиваемой на транзисторах, необходимо продифференцировать (1.76) по U_{ВЫХ МАКС} и полученный результат приравнять к нулю:

 

.

 

Значение V¢_{ВЫХ МАКС}, при котором достигается максимальная мощность рассеивания на переходах транзисторов, равно:

 

.                                                                 (1.77)

 

Величина Р_{К МАКС} находится при подстановке (1.77) в (1.76):

 

.                                                      (1.78)

 

Для выбранных транзисторов минимально допустимое значение сопротивления нагрузки из (1.78) составляет:

 

R_НМИН= 2 Е²_К / p² K²_ТР Р_{К МАКС}.                                                            (1.79)

 

Максимальная выходная мощность Р_{ВЫХ МАКС}, отдаваемая в нагрузку, находится из (1.71) при подстановке U_{ВЫХ МАКС} » Е_К:

 

P_{ВЫХМАКС}» Е²_К / 2 R¢_Н.                                                                         (1.80)

 

Из (1.80) и (1.78) определяется отношение:

 

P_{ВЫХМАКС}/ Р_{К МАКС} = p² / 4.                                                                  (1.81)

 

Если в (1.81) положить Р_{ВЫХ МАКС} < 2 Р_{К ДОП}, где  Р_{К ДОП} – допустимая мощность рассеяния одного транзистора, можно получить соотношение

.                                                            (1.82)

 

При расчете и использованием формулы (1.82) получается большой запас по перегреву транзистора. Рекомендуется принимать:

 

P_{ВЫХМАКС}< К_Р Р_{К ДОП} < 3 Р_{К ДОП}.                                                          (1.83)

 

В большинстве практических случаев для усилителя, работающего в классе В, значение коэффициента К_Р = 2,3-2,4. Детальный расчет УМ и В двухтактном усилителе, работающем в классе В, имеют место искажения выходного тока и напряжения, вызванные нелинейностями входных характеристик транзисторов VT1, VT2 (рис.1.29, а). Уменьшение нелинейных искажений может быть достигнуто применением класса АВ (рис.1.29, б).

Современные усилители мощности, особенно в интегральном исполнении, выполняются без выходного трансформатора ТР2 (рис.1.26, а). Это позволяет значительно сократить габариты, массу и стоимость устройства. Существуют разнообразные бестрансформаторные схемы в зависимости от количества используемых источников питания, способов включения транзисторов, типа применяемых транзисторов и т.д. На рис.1.29, а приведена схема двухтактного усилителя мощности, выполненная на  к о м п л е м е н т а р н ы х   транзисторах (n-p-n и p-n-p типов). Оба транзистора включены по схеме ОК. Такие усилители мощности принято называть   б у с т е р а м и . Они выполняют функции усиления по току (бустеры тока) и напряжению (бустеры напряжения). Так как усиление по напряжению обычно происходит в каскадах  предварительного усиления, наибольшее применение получили выходные каскады, построенные по схеме бустера тока (рис.1.30, а). Усилитель работает в классе В. Питание усилителя осуществляется от двух последовательно включенных источников Е_К1, Е_К2, общая точка которых заземляется. При поступлении на вход положительной полуволны u_ВХ транзистор VT1 отпирается, а VT2 – запирается. Через нагрузку R_Н протекает ток i_К1. При перемене полярности u_ВХ отпирается VT2, VT1 – запирается. По сопротивлению R_Н протекает ток i_К2 в противоположном направлении. Таким образом, на R_Н

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.29

 

формируется переменное напряжение. Усилитель на рис.1.30, а может усиливать как постоянный, так и переменный ток, так как не содержит реактивных элементов. Для создания комплементарных пар следует выбирать транзисторы VT1, VT2 с близкими параметрами. Из выпускаемых отечественной промышленностью транзисторов такими являются следующие пары: КТ502 и КТ503, КТ814 и КТ815, КТ818 и КТ819 и т.д.

Существенным недостатком бустера (рис.1.30, а) является большая величина К_Г ³ 10%. Снижение нелинейных искажений возможно в бустере, работающем в классе АВ (рис.1.29, б). Токи покоя (рабочая точка) задаются резисторами R_Б1 и R_Б2 и диодами VD1, VD2. Кроме того, диоды осуществляют термокомпенсацию рабочего режима. Для дальнейшего снижения нелинейных искажений рекомендуется бустер и предыдущий усилительный каскад охватывать общей глубокой ООС.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.30

 

Исключить входной трансформатор в схеме рис.1.26, а возможно при применении так называемого фазоинверсного усилителя. Этот усилитель предназначен для образования парофазного сигнала – двух противофазных напряжений u_Б1, u_Б2 с равными амплитудами. Одна из возможных схем фазоинверсного усилителя показана на рис.1.31. Эта схема совмещает в себе функции каскада с ОЭ из-за наличия резистора R_К и ОК – благодаря включению сопротивления R_Э. Поэтому выходные сигналы u_ВЫХ1, u_ВЫХ2 – противофазны. Напряжения имеют разные амплитуды, так как коэффициент усиления по напряжению схем ОЭ и ОК не равны. Для достижения равенства этих напряжений необходимо выбирать Р_К и R_Э из условия

 

b R_К = (b + 1) R_Э.                                                             

 

Недостатком схемы рис.1.31 является необходимость использовать класс А, что обусловливает возможность нарушения указанного равенства из-за колебаний температуры, питающего напряжения, старения транзистора и т.д.

К достоинствам двухтактной схемы усилителя мощности  по сравнению с однотактной относятся:

– отсутствие подмагничивания выходного трансформатора постоянным током, что позволяет уменьшить его размеры и массу;

– более высокие значения КПД за счет использования классов усиления А и АВ при минимальном уровне нелинейных искажений;

– не создается паразитной обратной связи через источник питания Е_К, так как частота пульсации потребляемого тока i_n в два раза выше частоты входного сигнала u_ВХ (рис.1.27, б).

К недостаткам двухтактных усилителей мощности можно отнести:

– увеличение в два раза необходимого числа усилительных элементов;

– необходимость строгой симметрии плеч, идентичности транзисторов и равенства параметров обмоток трансформаторов;

– необходимость подачи на вход парофазного сигнала, для чего используются входные трансформаторы или фазоинверсные предоконечные усилители.

 

 

 

1.9. Усилители постоянного тока. Методы снижения

 дрейфа нуля усилителей 

Усилители постоянного тока (УПТ) находят широкое применение в регуляторах высококачественных систем автоматизированного электропривода, в различных измерительных схемах [9], датчиках, аналоговых вычислительных устройствах, медицинской аппаратуре и т.д. Основное назначение УПТ – усиливать постоянные и медленно изменяющиеся во времени сигналы. Поэтому такие усилители должны обладать амплитудно-частотной характеристикой, изображенной на рис.1.32. Для связи между каскадами нельзя применять реактивные элементы (конденсаторы, трансформаторы), возможна только непосредственная (гальваническая) связь (рис.1.19, рис.1.33). Это приводит к тому, что даже при отсутствии входного сигнала (u_ВХ = 0) из-за воздействия внешних и внутренних факторов (колебания питающих напряжений, хаотической «ползучести» параметров и т.д.) на выходе УПТ всегда присутствует некоторое напряжение. Поскольку указанные факторы имеют во времени произвольный характер, выходное напряжение усилителя также изменяется произвольно. Такое самопроизвольное, непрерывное отклонение напряжения на выходе УПТ от времени называется  в р е м е н н ы м   д р е й ф о м   н у л я. В отличие от ламповых усилителей в транзисторных каскадах кроме временного имеет место  т е м п е р а т у р н ы й  д р е й ф  н у л я – нестабильность выходного напряжения УПТ, вызванная изменением его параметров при колебаниях температуры. Напряжение дрейфа U_ДР на выходе УПТ определяют при закороченном входе усилителя. Для сравнения величины дрейфа с полезным сигналом U_ВХ напряжение дрейфа приводят ко входу усилителя:

 

U_ВХДР=U_ДР / K_УС.                                                                                 (1.84)

 

Для нормальной работы усилителя необходимо, чтобы минимальное значение входного напряжения U_{ВХ МИН} > U_{ВХ ДР}. Снижение временного и температурного дрейфа нуля является основной задачей при проектировании УПТ.

Помимо борьбы с дрейфом нуля при построении УПТ возникают следующие трудности:

а) необходимость согласования потенциалов с выхода предыдущего каскада со входом последующего;

б) сложность подключения источника сигнала l_ВХ ко входу УПТ и нагрузки к выходу усилителя. Проблема состоит в способах исключения постоянных составляющих токов в источнике сигнала и нагрузки.

Один из вариантов компенсации высокого потенциала на входе второго каскада УПТ – включение дополнительного источника (рис.1.19), что усложняет схему усилителя. Более целесообразна непосредственная связь коллектора предыдущего каскада с базой последующего (рис.1.33). Компенсация высокого напряжения U_КЭ1 на входе транзистора VT2 осуществляется включением резистора R_Э2. Напряжение смещения при этом равно:              

 

U_БЭ2=U_КЭ1 - U_Э2 = U_КЭ1 - I_Э2 R_Э2.                                                          (1.85)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.33

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.34

 

Включение R_Э2 вызывает необходимость повышения U_КЭ2, а следовательно, увеличение эмиттерного сопротивления следующего каскада. При неизменной величине R_Э ограничение напряжения смещения последующего каскада достигается уменьшением сопротивления R_К предыдущего каскада. Оба способа согласования потенциальных уровней приводят к снижению коэффициента усиления УПТ и являются малопригодными. Более рационально повышать потенциал эмиттера от каскада к каскаду, пропуская через R_Э дополнительный ток I_Д или включая стабилитрон (рис.1.34, а, б).

Устранить постоянную составляющую тока в источнике входного сигнала l_Н и нагрузке R_Н можно, включая дополнительные источники напряжения U_К1 и U_К2 (рис.1.33, а):

 

 U_К1 = U_Б1; U_К2 = U_КЭ2.

 

При таком включении ток во входной цепи и нагрузке протекает только при воздействии входного сигнала (l_ВХ ¹ 0). Компенсирующие напряжения U_К1, U_К2 могут быть получены без применения дополнительных источников путем включения делителей R₁, R₂ и R₃, R₄ (рис.1.33, б).

Рассмотренные усилители обладают высоким дрейфом нуля (несколько десятков милливольт за сутки) и небольшим коэффициентом усиления (несколько десятков). Попытка увеличить коэффициент усиления приводит к возрастанию напряжения дрейфа. Поэтому такие (однотактные) УПТ рекомендуется использовать при достаточно большом входном сигнале (более 50 мВ) [4].

1.9.1. Методы снижения дрейфа нуля усилителей

Уменьшить временный и температурный дрейф нуля УПТ можно следующими способами:

– применением термочувствительных элементов и отрицательных обратных связей;

– использованием параллельно-балансных (дифференциальных) схем УПТ;

– путем преобразования усиливаемого сигнала.

Основное внимание уделяется рассмотрению двух последних методов, так как первый способ излагается при анализе методов стабилизации рабочей точки усилителей (п.1.6).

 

Параллельно-балансный (дифференциальный) УПТ 

Параллельно-балансный усилитель (рис.1.35) выполнен по принципу моста, одним плечом которого являются резисторы R_К1, R_К2, а двумя другими – транзисторы VT1, VT2. На одну диагональ моста подается напряжение Е_К, с другой – снимается выходное напряжение. Транзисторы тщательно подбирают по идентичности входных и выходных характеристик. Базы VT1 и VT2 находятся под одинаковым потенциалом, обеспечивающим равные токи начального смещения (R_Б1 = R¢_Б1, R_Б2 = R¢_Б2). При этих условиях и отсутствии входного напряжения (u_ВХ = 0) U_КЭ1 = U_КЭ2, мост сбалансирован и выходное напряжение U_ВЫХ = 0, так как, .

 

U_ВЫХ=U_КЭ1 - U_КЭ2.                                                                                (1.86)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.35

 

Высокая стабильность работы усилителя обусловлена тем, что при флуктуациях напряжения Е_К и параметров транзисторов токи и  потенциалы обоих транзисторов U_КЭ1 и U_КЭ2 получат одинаковое приращение, и U_ВЫХ = 0. В реальных условиях всегда имеется асимметрия плеч моста, что приводит к появлению дрейфа. Однако величина его несоизмеримо меньше, чем в рассмотренных выше схемах (рис.1.19, 1.33).

Входной сигнал на параллельно-балансный усилитель (рис.1.35) может подаваться двумя способами – с использованием    с и м м е т р и ч н о г о   и   н е с и м м е т р и ч н о г о   входа:

а) Входное напряжение u_ВХ подается между базами транзисторов VT1, VT2 (рис.1.35) – с и м м е т р и ч н ы й   в х о д . Поскольку выполнены условия симметрии схемы, U_ВХ1 = U_ВХ2 = U_{ВХ / 2}. При указанной на рис.1.35 полярности входного напряжения транзистор VT1 будет подзапираться, а транзистор VT2 еще больше открываться. Выходные напряжения дифференциального каскада

 

U_КЭ1 = E_К - I_К1 R_К1 ; U_КЭ2 = E_К - I_К2 R_К2.

 

Уменьшение тока I_К1 приводит к возрастанию напряжения U_КЭ1, увеличение I_К2 – к снижению U_К2. В результате U_КЭ1 > U_КЭ2 и U_ВЫХ > 0 (1.86). При изменении знака входного сигнала полярность выходного напряжения U_ВЫХ изменяется на обратную.

При симметричном входе выходное напряжение можно также снимать с каждого из коллекторов VT1, VT2 по отношению к общей шине +Е_К. В отличие от случая включения нагрузки между коллекторами транзисторов – с и м м е т р и ч н ы й   в ы х о д , присоединение нагрузки  к коллектору одного из транзисторов образует схему с  н е с и м м е т р и ч н ы м   в ы х о д о м .

При поступлении на входы усилителя  с и н ф а з н о г о   сигнала (V_ВХ1 и U_ВХ2 равны по величине и имеют одинаковую полярность) токи транзисторов получат соответствующие приращения в одну сторону (увеличатся или уменьшаться). Из-за разброса характеристик транзисторов, а также резисторов R_К1 и R_К2 на симметричном выходе появится некоторое напряжение – с и н ф а з н а я   о ш и б к а . Величину выходной синфазной ошибки оценивают коэффициентом синфазной передачи (коэффициент усиления дифференциального усилителя для синфазного сигнала)

 

К_{УС СФ} = D R / 2 R_Э.                                                                (1.87а)

 

Из (1.86) следует, что К_{УС СФ} значительно ослабляется при включении сопротивления R_Э, которое образует отрицательную обратную связь по току только для  с и н ф а з н о й  составляющей сигнала. При   д и ф ф е р е н ц и а л ь н о м   в х о д н о м   сигнале (U_ВХ1, U_ВХ2 имеют разную полярность) отрицательная связь, обусловленная включением R_Э, отсутствует, так как через этот резистор протекает сумма токов I_Э1 + I_Э2 (рис.1.35), которая всегда постоянна (в одном транзисторе ток увеличивается, в другом – уменьшается). Важным параметром  дифференциального усилителя   является   к о э ф ф и ц и е н т   о с л а б л е н и я   (п о д а в л е н и я) с и н ф а з н о г о   с и г н а л а (КООС):

 

KOOC = 20 lg (К_{УС ДИФ} / К_{УС СФ}),                                           (1.87б)

 

где К_{УС ДИФ} – коэффициент усиления усилителя при дифференциальном входном сигнале. С использованием (1.87а) можно записать:

 

    ,                                                 (1.88)

 

где d = D R_К / R_К – коэффициент асимметрии усилителя; r_Э – сопротивление эмиттера, определяемое из эквивалентной схемы транзистора. Из (1.88) следует, что для увеличения отношения               К_{УС ДИФ} / К_{УС СФ} необходимо повышать R_Э. Это приводит к необходимости увеличения питающего напряжения. Кроме того, при изготовлении дифференциальных усилителей на базе монолитных интегральных микросхем реализация резисторов значительных номиналов встречает большие трудности. Эта проблема решается включением вместо R_Э эквивалентного резистора с большим номиналом, которым является источник тока на основе транзистора VT3 (рис.1.36), включенного по схеме с общей базой. При изменении на нем напряжения ток коллектора практически остается постоянным из-за параллельности его выходных характеристик [1]. Резисторы R₁, R₂, R₃ и диод VD служат для задания и стабилизации рабочей точки транзистора  VТ3. В интегральных схемах в качестве VD используется транзистор в диодном включении. Схема на рис.1.36 получает питание Е_К1, Е_К2. Для такого усилителя значения КООС обычно находятся в диапазоне 60-100 дБ.

б) Н е с и м м е т р и ч н ы й   вход, при котором входное напряжение подается на базу одного из транзисторов. База другого транзистора при этом через резистор или непосредственно подключена к общей шине (+Е_К на рис.1.35). Положим, что входной сигнал u_ВХ подается только на базу VT1, u_ВХ = u_ВХ1 указанной на рис.1.35 полярности (в кружках). При этом ток I_К1 увеличивается, напряжение U_КЭ1 уменьшается, напряжения U_ВХ1 и U_КЭ1 находятся в противофазе. В то же время транзистор VТ2 больше запирается напряжением V_RЭ. При большой величине U_ВХ1 значение U_RЭ может превысить напряжение смещения U_RЭ, подаваемое на базу VT2 с резистора R¢_Б2, и транзистор VТ2 окажется запертым. Это нарушит работу дифференциального усилителя. Для того, чтобы повысить допустимую величину входного сигнала и обеспечить при этом нормальную работу схемы, в эмиттеры транзисторов включают резисторы R_О1 = R_О2 = R_О /2, где R_О составляет несколько сотен ом. В то же время это вызывает появление ООС каждого составляющего каскада и снижает коэффициент        К_{УС ДИФ}. Из рис.1.35 видно, что напряжения U_ВХ1 и U_ВХ2 находятся в фазе. Если снимать выходной сигнал всегда с одного выхода (несимметричный выход), например с коллектора VТ, то вход этого же транзистора называется   и н в е р т и р у ю щ и м, а вход транзистора VТ2 – н е и н в е р т и р у ю щ и м.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.37

 

УПТ с преобразованием сигнала     

В данном случае удается в наибольшей степени снизить дрейф нуля, применяя усилитель переменного тока. Благодаря использованию конденсаторов или трансформаторов для связи между каскадами медленные изменения токов и напряжения не могут передаваться от каскада к каскаду. Функциональная схема УПТ с преобразованием показана на рис.1.37,а. Медленно изменяющийся (постоянный) входной сигнал u_ВХ подается на вход модулятора М, который преобразовывает входной сигнал в высокочастотное переменное напряжение u_М (рис.1.37, б). Далее напряжение u_Ш усиливается в усилителе переменного тока У и с помощью демодулятора ДМ производится обратное преобразование сигнала. В результате на нагрузку Н действует напряжение u_ВХ, но значительно превышающее его по амплитуде. Для нормальной работы устройства необходимо, чтобы f_С = 1/T_С << f_М = = 1/ T_М (рис.1.37, б).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.1.38

 

Модуляторы и демодуляторы могут быть выполнены на базе вибропреобразователей (электромеханические модуляторы) и на полупроводниковых элементах (диодах, транзисторах). Первый тип модуляторов и демодуляторов применялся в схемах ламповых УПТ. Одна из возможных схем полупроводниковых преобразователей показана на рис.1.38. На первичную обмотку трансформатора ТР₁ поступает напряжение u_МОД от генератора прямоугольных напряжений. Во вторичной обмотке индуцируются двухполярные прямоугольные напряжения u₁ и u₂, находящиеся в противофазе и осуществляющие переключение транзисторов VT1 и VT2 с высокой частотой f_М. К первичным обмоткам трансформатора ТР₂ поочередно прикладывается напряжение, амплитуда которого изменяется в соответствии с кривой входного напряжения, так как в коллекторные цепи VT1, VT2 вместо источника питания включено напряжение u_ВХ. В результате на вторичной обмотке ТР₂ образуется напряжение u_М, показанное на рис.1.37, б. Схема демодулятора аналогична рис.1.38, но входные и выходные зажимы меняются местами.

 Глава 2

ИНТЕГРАЛЬНЫЕ  ОПЕРАЦИОННЫЕ  УСИЛИТЕЛИ

Операционным называют усилитель постоянного тока, предназначенный для выполнения различных математических операций над аналоговыми величинами напряжения и тока – суммирования, дифференцирования, интегрирования, логарифмирования, перемножения и т.д. Операционные усилители имеют широкую полосу пропускания частот и высокий коэффициент усиления. Они выполняются в виде интегральных микросхем и содержат несколько каскадов усиления. При этом входной (первый) каскад всегда выполняется по дифференциальной схеме (рис.1.35), выходной (последний) – по схеме эмиттерного повторителя. При изображении ОУ на электрических схемах используется одно из его обозначений, показанных на рис.2.1. Напряжение питания подается на усилитель от двух источников напряжения Е_К1, Е_К2, включенных по схеме рис.1.35. Операционный усилитель имеет два входа: и н в е р т и р у ю щ и й  (u_ВХ1)   и    н е и н в е р т и р у ю щ и й (u_ВХ2). При подаче напряжения u_ВХ1 выходное напряжение u_ВЫХ изменяется в противофазе: при увеличении входного напряжения выходное уменьшается и наоборот. Напряжение u_ВХ2 на не инвертирующем входе и выходное напряжение усилителя совпадают по фазе, с увеличением u_ВХ2 напряжение u_ВЫХ  также увеличивается.

2.1. Основные параметры операционного усилителя.

Классификация усилителей

Для полной характеристики ОУ требуется свыше 30 параметров [10]. К основным параметрам усилителя относятся:

1. Коэффициент усиления по напряжению К_УС, определяемый как отношение приращений выходного DU_ВЫХ  и входного DU_ВХ напряжений (рис.2.2). В современных ОУ значение К_УС достигается       3 ×10⁶ [11].

2. Напряжение смещения U_СМ – напряжение, которое нужно подать на вход ОУ, чтобы U_ВЫХ = 0 (пунктир на рис.2.2). Появление напряжения U_ВЫХ = U₀ при U_ВХ = 0 вызвано разбалансом дифференциального каскада из-за разброса параметров компонентов усилителя. Для ОУ, входные каскады которых построены на биполярных транзисторах, U_СМ = 3-10 мВ, при применении униполярных транзисторов U_СМ = 30-100 мВ [9].

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.2.1

 

3. Входные токи I_ВХ усилителя обусловлены базовыми токами биполярных транзисторов или токами утечки затворов униполярных транзисторов на входе ОУ. Входные токи, протекая по внутреннему сопротивлению источника питания, создают падение напряжения, приводящее к появлению выходного напряжения усилителя при     U_ВХ = 0. Для ОУ на биполярных транзисторах I_ВХ = (0,02-10) мкА, на униполярных I_ВХ < I_НА [9].

4. Разность входных токов DI_ВХ. Входные токи могут отличаться друг от друга на 10-20% [11]. Располагая значением  DI_ВХ, можно найти параметры балансировочного резистора.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

                Рис.2.2                                                     Рис.2.3          

 

5. Входное R_ВХ и выходное  R_ВЫХ сопротивления ОУ. Величина R_ВХ определяется со стороны одного из входов усилителя, в то время как другой вход заземлен. Значение R_ВХ = 10³-10⁶ Ом, R_ВЫХ = 50-2000 Ом.

6. Коэффициент подавления синфазного сигнала (п.1.9.1).

7. Выходной ток I_ВЫХ – максимальное значение выходного тока ОУ, при котором гарантируется нормальная работа усилителя. Иногда вместо I_ВЫХ в справочниках приводится значение минимального сопротивления нагрузки R_Н усилителя. Предельное значение I_ВЫХ современных ОУ составляет более 300 мА.

8. Напряжение источника питания Е_К1, Е_К2 и ток I_ИП (рис.2.1), потребляемый от источника, которые используются для расчета мощности источника питания устройства на операционных усилителях.

9. Частотная полоса (полоса пропускания) Df ОУ – определяется предельной частотой входного сигнала f_{ВХ М}, при которой К_УС = 1 (рис.2.3). Полоса пропускания ОУ находится в пределах от единицы до десятков мегагерц.

10. Скорость нарастания выходного напряжения du_ВЫХ /dt (SR-Seew Rate) и время установления t_УСТ выходного напряжения от 0,1 до 0,9 своего номинального значения V_{ВЫХ М} при воздействии на входе ступенчатого сигнала (рис.2.4). Параметр du_ВЫХ /dt характеризует скорость отклика ОУ на ступенчатый входной сигнал. У отечественных  ОУ значение du_ВЫХ /dt = 0,3-100 В/мкс, t_УСТ = 0,05-2 мкс.

Полоса пропускания Df (рис.2.3), du_ВЫХ /dt, t_УСТ относятся к динамическим параметрам ОУ и связаны между собой: чем шире полоса пропускания  Df, тем выше du_ВЫХ /dt и меньше t_УСТ.

Параметры ОУ меняются (дрейфуют) во времени и при изменении температуры. Методы улучшения статических и динамических параметров усилителя, а также стабильности их работы детально рассмотрены в [10]. Данные отечественных ОУ и их зарубежные аналоги приводятся в [12]. 

2.1.1. Классификация усилителей

Операционные усилители в соответствии с ГОСТ 4465-86 делятся на следующие группы:

1. Универсальные (общего применения), у которых К_УС = 10³-10⁵, f₁ = 1,5-10 МГц.

2. Прецизионные (инструментальные), имеющие К_УС > 0,5×10⁶, гарантированные значения U_СМ £ 0,5 мВ и малый уровень дрейфа.

3. Быстродействующие со скоростью возрастания выходного напряжения du_ВЫХ /dt ³ 20 В/мкс.

4. Регулируемые (микромощные) с током потребления I_ИП < I_МА. При этом Е_К1, Е_К2 может составлять 0,9-8 В и 1,8-16 В.

5. Мощные и высоковольтные ОУ, у которых I_ИП £ I А; Е_К1, Е_К2 равны ±15В. Из отечественных усилителей такими являются К157УДI, 1422УДI, высоковольтный ОУ КР 1408УДI (Е_К1, Е_К2 =  ±27 В).

6. Многоканальные ОУ – микросхемы, содержащие в одном корпусе несколько усилителей (КР 140УД20, К 157УД2 и т.д.) [11,12].

7. Компараторы – специализированные ОУ, предназначенные для сравнения двух сигналов u_ВХ1 и u_ВХ2, поступающих по инвертирующему и не инвертирующему входу (п.3.5).

Аналоговые интегральные схемы, к которым относятся ОУ, находят широкое применение в различных информационных схемах. Так, в период 1990-1994 г.г. прирост продаж этих схем должен составить 22,3% [13]. Все более широкое применение при изготовлении интегральных схем находит арсенид галлия (GaAs), обеспечивающий двукратное повышение быстродействия. Лидерами в этой области являются фирмы «Tri Quint Semiconduktor» и «Anadigils»(США). Разработана новая технология производства интегральных схем (CBI с У), представляющих следующее поколение комплементарной биполярной технологии. В настоящее время n-p-n транзисторы, выполненные по CBI с У  технологии, имеют граничную частоту до 10 ГГц, p-n-p транзисторы – 5 ГГц. В табл. 2.1 приведены последние разработки иностранных фирм в области создания аналоговых микросхем.

 

                                                                                          Таблица 2.1

 

Операционные усилители	Параметр	Значение параметра серийное изделие	Тип и фирма-изготовитель серийного изделия
Быстродействующие гибридные	duВЫХ /dt    (В/мкс)    tУСТ          (НС) КУС (при duВЫХ /dt = = 5×500 В/мкс   D fхКУС     (ГГц)	10000         8         4×105     5,2	WB05, Apex CLC 220, Comlinear   MSK739,MS Kennedy CLC 103, Comlinear
Монолитные	duВЫХ /dt    (В/мкс)     tУСТ          (НС)    КУС     D fхКУС     (ГГц)	3500       10     106       3	AD 9610, Analog Devices CLC 404, Comlinear OP 249, Prezision Monolithics OPA 675, Burz-Brown
Претензионные монолитные	IВХ          (фА)    VСМ          (мкВ) дрейф VСМ (мкВ/°C)   КУС           (макс)   КООС     (дБ)	40       0,5     0,003     109     153	OP 80, Prezision Monolithics TLC 2652A Texas Instruments MAX 425, MAXIN TLE 2027, TLE 2037 Texas Instruments
Мощные высоковольтные гибридные	ЕК1, ЕК2       (В)    VВЫХ          (В)     IВХ            (мА) duВЫХ /dt    (В/мкс)   D fхКУС     (МГц)	±600     ±500     250     5000     100	PA 89, Apex   MSK 600 MS Kennedy MSK 600 MS  Kennedy

 

2.2. Способы включения операционного усилителя

При выполнении различных математических операций с аналоговыми величинами, а также при формирование различного вида импульсных сигналов входные напряжения могут подаваться на инвертирующий или не инвертирующий входы ОУ либо на оба входа одновременно. В соответствии с этим различают три базовые схемы включения ОУ: инвертирующего и не инвертирующего  и дифференциального включения усилителя.

2.2.1. Инвертирующий усилитель

Схема включения ОУ в режиме инвертирующего усилителя показана на рис.2.5. Сигнал U_ВХ1 подается на инвертирующий вход, в то время как другой, не инвертирующий вход усилителя, соединен через резистор R₂ с землей. Усилитель охвачен параллельной отрицательной обратной связью по напряжению посредством включения резистора R_ОС. Для упрощения анализа считаем усилитель идеальным: К_УС = ¥ ;   R_ВХ = ¥ ; R_ВЫХ = 0. При этих условиях входной ток i_ВХ = 0 и через резисторы R₁ и R_ОС протекают равные токи:

 

.                                          (2.1)

 

Кроме того, поскольку К_УС = ¥, входное напряжение u_С равно:

 

U_С = U_ВЫХ /K_УС = 0.                                                               (2.2)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

                Рис.2.5                                                Рис.2.6

 

Равенство (2.2) показывает, что потенциалы на инвертирующем (точка А) и не инвертирующем входах одинаковы и равны нулю, так как не инвертирующий вход соединен с землей через резистор R₂. Поэтому точку А (рис.2.5) называют «кажущейся землей» или «точкой виртуального нуля». Уравнение (2.1) с учетом (2.2) преобразуется к виду U_ВХ1 / R₁ = -U_ВЫХ /R_ОС, откуда коэффициент усиления ОУ, охваченного обратной связью, равен:

 

К_U = -R_ОС /R₁.                                                                        (2.3)

 

Знак (-) в (2.3) указывает на инвертирование входного сигнала. При этом коэффициент усиления идеального ОУ в инвертирующей схеме зависит только от параметров внешних резисторов. В реальном К_УС ¹ ¥ и коэффициент усиления находится по выражению [4]:

 

.                                            (2.4)

 

Исследования соотношения (2.4) показывает, что без большой погрешности допустимо использовать формулу (2.3) при К_УС/К_U > 10, что выполняется практических случаев.

Уравнения (2.3) и (2.4) определяют значение коэффициента усиления инвертирующего усилителя  в области низких частот входного сигнала. При возрастании частоты коэффициент усиления уменьшается и возникает дополнительный фазовый сдвиг g выходного напряжения относительно входного:

;       ,         (2.5)

где – эквивалентная постоянная времени усилителя;  f_ВХ – частота входного сигнала.

Выражение (2.5) приближено отображает частотную характеристику операционного усилителя как динамического звена первого порядка. В работе [9] показано, что при f_ВХ ³ f₁ усилитель обычно ведет себя как звено второго и третьего порядка. Подставляя значение t_У в (2.5), находим:

 

;                                   (2.6)  

   .         

      

При некоторой частоте f_ВХ = f_ВХ1 дополнительный фазовый сдвиг может достигнуть значения g = 180 эл.град. В результате суммарный сдвиг выходного напряжения относительно входного станет равным 360 эл.град. Обратная связь становится положительной и ОУ возбуждается. Для достижения устойчивости работы ОУ используются внутренняя и внешняя коррекции с помощью RC- цепей [9,10].

Входное сопротивление идеального усилителя в инвертирующей схеме R_U = R₁, так как точка А (рис.2.5) имеет потенциал земли. В реальном усилителе (К_УС ¹ ¥), входное сопротивление R_ВХ равно [9]:

 

.                                                   (2.7)

  

В практических схемах ОУ обычно R₁ = 1-10 кОм, поэтому входное сопротивление инвертирующего усилителя имеет малую величину, что является одним из его недостатков.

Для выравнивания входных сопротивлений по инвертирующему и не инвертирующему входу  в схеме (рис.2.5) и снижения тем самым выходного напряжения смещения U₀ (рис.2.2) сопротивление резистора R₁ и R_ОС:

 

.                                                        (2.8)

 

Выходное сопротивление инвертирующего усилителя невелико, что обусловлено применением эмиттерного повторителя в последнем каскаде и отрицательной обратной связи по напряжению:

 

,                                  (2.9)

 

где R_ВЫХ – выходное сопротивление ОУ при разомкнутой цепи ОС. Выражение (2.9) достаточно точно определяет R_{ВЫХ U}  и при   К_УС/К_U > 10 [4]. Если возникает необходимость усиления только напряжения переменного тока, между входом ОУ и резистором R₁ включается конденсатор.

Приближенное равенство нулю потенциала на инвертирующем входе ОУ (точка А на рис.2.5) позволяет подключать помимо U_ВХ1 несколько входных сигналов (рис.2.6) при практически полном отсутствии влияния их друг на друга. Кроме того, эти напряжения по амплитуде могут превышать напряжение источника питания. Инвертирующий усилитель в данном случае выполняет функцию сумматора, выходное напряжение которого равно [9]:

 

,    (2.10)

 

где – коэффициент обратной связи; R₁ || R₂ || R₃ – сопротивление параллельно соединенных резисторов.

Для выравнивания токов по обоим входам необходимо обеспечить равенство сопротивлений

 

R₄ = R₁êêR₂êêR₃.                                                              (2.11)

 

Достоинство инвертирующего усилителя – отсутствие синфазной составляющей входного сигнала и вызываемой ею погрешности. Основной недостаток рассмотренной схемы (рис.2.5) – малое входное сопротивление усилителя.

2.2.2. Не инвертирующий усилитель

Входной сигнал U_ВХ в данном случае подается на не инвертирующий вход, а резистор R₁ по инвертирующему входу соединяется с землей (рис.2.7). Поскольку при К_УС = ¥, U_С = 0, для схемы рис.2.7. можно записать:

 

.                                                    (2.12)

 

Из (2.12) находим коэффициент усиления не инвертирующего усилителя К_НИ:

 

.                                               (2.13)

 

Усиленный входной сигнал U_ВХ в той же фазе поступает через резистор R_ОС на инвертирующий вход. В результате на обоих входах ОУ появляются синфазные сигналы, что приводит к увеличению синфазной ошибки. Это основной недостаток не инвертирующего усилителя.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

               Рис.2.7                                                  Рис.2.8

 

В области средних и высоких частот коэффициент усиления и фазовый сдвиг g находятся из соотношений:

 

;     (2.14)

 

,           

где  .        

Входное сопротивление не инвертирующего усилителя можно найти из выражения [4]:

 

.                                (2.15)

             

Выходное сопротивление усилителя R_{ВХ НИ} при одинаковой глубине ООС равно R_{ВЫХ НИ} (2.9). Из формул (2.15) и (2.9) следует, что не инвертирующий усилитель имеет очень большое входное сопротивление R_{ВХ НИ} и низкое выходное R_{ВЫХ НИ}, что является основным его преимуществом. При единичной обратной связи      (R_ОС = 0, R₁ = ¥) ОУ преобразуется к схеме повторителя (К_НИ = I) (рис.2.8). При этом из (2.15) и (2.9) получаем:

 

R_{ВХ НИ} » R_ВХ К_УС;  .                                    (2.16)  

 

Таким образом, в повторителе реализуется максимальное входное и минимальное выходное сопротивления. Его часто включают между источником входного сигнала и низкоомной нагрузкой.

При использовании емкостной связи с источником  сигнала при усилении переменного тока не инвертирующий вход обязательно заземляется через резистор R₃ (рис.2.8).

2.2.3. Дифференциальный (разностный) усилитель

Схема дифференциального включения ОУ показана на рис.2.9 и представляет собой сочетание инвертирующей и не инвертирующей схем (рис.2.5, рис.2.7). Усилитель при таком включении предназначен для усиления разности двух входных сигналов U_ВХ1 и U_ВХ2 с заданными коэффициентами усиления. Напряжение на выходе ОУ определяется из соотношения [9]:

 

.                    (2.17)

 

Если резисторы в схеме рис.2.8 выбраны из условия

 

,                                                                 (2.18)

 

то формула (2.17) преобразовывается к виду:

 

.                                              (2.19)

 

Недостатками дифференциального усилителя (рис.2.8) являются:

а) относительно низкие сопротивления по обоим входам

 

R_{ВХ U} » R₁;  R_{ВХ НИ} » R₂ + R₃.                                           (2.20)

 

Для реализации равенства входных сопротивлений R_{ВХ И} = R_{ВХ НИ} с целью уменьшения синфазной ошибки необходимо выполнение равенств:

 

.                             (2.21)

 

Низкие значения R_{ВХ И} и R_{ВХ НИ} приводят к тому, что коэффициенты усиления входных сигналов U_ВХ1, U_ВХ2 зависят от внутренних сопротивлений источников этих сигналов;

б) трудности регулировки коэффициента усиления. Это обусловлено необходимостью одновременного изменения сопротивления пары резисторов (R_ОС, R₃), в противном случае нарушается условие (2.18).

Устранение указанных недостатков достигается в более сложных схемах дифференциального усилителя [9].

Помимо математической операции суммирования (рис.2.6) ОУ находят широкое применение для осуществления интегрирования и дифференцирования входных сигналов в регуляторах автоматизированного электропривода,  а также при математическом моделировании неустановившихся процессов в САУ.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

              Рис.2.9                                                    Рис.2.10

2.3. Интегратор на операционном усилителе

Схема интегратора на базе инвертирующего усилителя (инвертирующий интегратор) изображена на рис.2.10. В отличие от схемы усилителя рис.2.5 в цепь обратной связи вместо резистора R_ОС включен конденсатор С. Если принять те же условия при анализе, что и для инвертирующего усилителя (К_УС = ¥, R_ВХ = ¥, R_ВЫХ = 0), будет иметь  место равенство

 

.                                    (2.22)

 

Интегрируя обе части (2.22), получаем:

 

,                          (2.23)    

 

где U_{ВЫХ 0} – напряжение на выходе ОУ в момент поступления входного сигнала, которое определяется из начальных условий. Закон изменения выходного напряжения зависит от вида функции u_ВХ (t). Интеграторы чаще всего используются при гармонических и ступенчатых входных сигналах:

а) При синусоидальном входном сигнале

 

u_ВХ (t) = U_{ВХ M} sin w_{ВХ t} =  U_ВХ sin w_ВХt,                            (2.24)

 

где U_{ВХ M} – амплитудное значение сигнала, w_ВХ = 2pf_ВХ. Подставляя (2.24) в (2.23), после преобразования имеем:

 

.                (2.25)

 

Коэффициент усиления идеального интегратора из (2.25) и (2.24) равен:

 .                                  (2.26)

 

Из (2.26) находим предельную частоту входного сигнала, ограниченную допустимыми значениями U_{ВЫХ М} и U_{ВХ М}  (рис.2.2):

 

.                                         (2.27)

 

б) при ступенчатом сигнале на входе идеального интегратора (рис.2.11) u_ВХ (t) = U_ВХ. При нулевых начальных условиях (U_{ВЫХ 0} = 0) из (2.23) получим:

 

.                      (2.28)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Выходное напряжение интегратора изменяется по линейному закону. Скорость изменения этого напряжения не должна превышать допустимое значение :

 

.                                

 

Отсюда максимальное входное напряжение

.                                     (2.29)

 

При необходимости иметь не инвертированный выходной сигнал последовательно с интегратором (рис.2.10) включают инвертирующий усилитель или используют не инвертирующий вход ОУ [9].

В реальном интеграторе коэффициент усиления

 

,  (2.30)

 

где DU_ВЫХ (Р),  DU_ВХ (Р) – операторные изображения приращений выходного и входного напряжений; Р – оператор дифференцирования. Введем обозначение

 

T = R₁ C ;T¢ = T (K_УС + 1).                                               (2.31)

 

С учетом (2.31) выражение (2.30) преобразуется к виду

 

.                                                 (2.32)

 

Формула (2.32) показывает, что реальный интегратор представляет собой инерционное звено с постоянной времени Т¢ и коэффициентом усиления К_УС .Подставив в (2.32) значение К_УС = ¥, получим выражение для коэффициента усиления идеального интегратора, совпадающее с (2.26).

Коэффициент передачи пассивной интегрирующей цепи (рис.2.12)

 

 .                                 (2.33)

 

Сравнение выражений (2.32) и (2.33) показывает, что использование ОУ позволяет увеличить коэффициент усиления и постоянную времени интегрирующего звена в К_УС раз, что обусловливает при U_ВХ = const высокую линейность кривой выходного напряжения u_ВЫХ (t) ((2.28), рис.2.11). Для расчета амплитудно-частотных К_{УР ИН} (w) и фазочастотных g (w) характеристик интегратора при воздействии синусоидального входного сигнала используются выражения, полученные из (2.32) при подстановке p = jw:

 

.        (2.34)

 

Для синусоидального входного сигнала интегратор является фильтром нижних частот и применяется для коррекции частотных характеристик систем автоматизированного электропривода роботов.

2.4. Дифференциатор на операционном усилителе

  Схема дифференциатора на инвертирующем ОУ (инвертирующий дифференциатор) изображена на рис.2.13, а. В отличие от  интегратора (рис.2.10) конденсатор включается во входную цепь ОУ. Для идеального усилителя имеет место равенство

 

,                                     (2.35)

 

откуда

.                                                         (2.36)

 

Знак (-) в (2.36) обусловлен инвертированием входного сигнала.

При синусоидальном входном воздействии

 

u_ВХ = U_{ВХ М} sin w_{ВХ t} = U_ВХ sin  w_{ВХ t},                               (2.37)

 

где U_ВХМ, U_ВХ – максимальное и действующее значения входного напряжения, w_ВХ = 2pf_ВХ.

Выходное напряжение дифференциатора в соответствии с (2.36)

 

u_ВЫХ = - U_ВХ R_ОСC w_ВХ cos  w_{ВХ t} = U_{ВЫХ М} cos  w_{ВХ t},       (2.38)

 

где U_{ВЫХ М} = - U_ВХ R_ОСC w_ВХ  – амплитудное значение выходного напряжения. Из (2.37) и (2.38) находим коэффициент усиления идеального дифференциатора при частоте w = w_ВХ :

 

.                               (2.39)  

 

Из (2.39) определяем предельную частоту входного сигнала, обусловленную максимальными значениями напряжений U_{ВХ М}, U_{ВЫХ М} (рис.2.2):

 

.                       (2.40)

 

С другой стороны, частота входного сигнала ограничена допустимой скоростью изменения выходного напряжения . Продифференцировав (2.38), находим:

 

,(2.41)

 

где  – максимальная скорость изменения выходного напряжения. Из условия

 

 

определяем предельное значение f_{ВХ ДОП}:

 

.                       (2.42)

 

Входное сопротивление дифференциатора (рис.2.13, а) имеет емкостный характер и поэтому при высокой частоте уменьшается, что меняет режим работы источника сигнала и операционного усилителя. Уменьшить это влияние и одновременно повысить входное сопротивление дифференциатора можно включением резистора R. В качестве емкости С необходимо применять неполярные конденсаторы, так как электролитические конденсаторы имеют большие токи утечки. Резистор обратной связи R_ОС шунтируется конденсатором С_Ф (порядка несколько сотен и тысяч пикофарад) для снижения влияния шумов и улучшения стабильности работы схемы. Сопротивление резистора R₁ выбирают в пределах 0,2-0,3 R_ВХ .

При поступлении на вход дифференциатора прямоугольных импульсов (рис.2.14) выходное напряжение в соответствии с (2.36) имеет вид остроконечных импульсов с длительностью, зависящей от постоянной времени R_ОС C.

Коэффициент усиления реального дифференциатора в операторном виде

 

 ,  (2.43)

 

где DU_ВЫХ (Р), DU_ВХ (Р) – операторные изображения приращений выходного и входного напряжений; Р – оператор дифференцирования. Если принять обозначение

 

  ,                                    (2.44)

 

выражение (2.43) преобразуется к виду

 

.                       (2.45)

 

При К_УС = ¥   уравнение (2.45) вырождается в выражение, определяющее коэффициент усиления идеального дифференциатора:

 

К_{УС ДИФ} (Р) = - РТ.                                                           (2.46)

 

Из соотношения (2.43) и (2.46) видно, что реальный дифференциатор представляет собой последовательное соединение идеального дифференциатора с постоянной времени Т и инерционного звена с постоянной Т¢. Пассивная дифференцирующая цепь (рис.2.13, б) имеет коэффициент передачи, определяемый из формулы

 

.                               (2.47)

 

Сравнение (2.43) и (2.47) показывает, что при включении операционного усилителя (рис.2.13) операция дифференцирования входного сигнала приближается к идеальному случаю (2.46), так как постоянная времени инерционного звена Т¢ по сравнению с Т (2.47) уменьшается в (1 + К_УС) раз (2.44).

При подстановке  Р = jw  в (2.43) находим соотношения для расчета частотных характеристик дифференциатора:

 

    (2.48)

 

Как правило, при расчетах частотных характеристик К_{УР ДИФ} и частоту выражают в логарифмическом масштабе.

При синусоидальном входном воздействии дифференциатор представляет собой фильтр высоких частот и используется по своему назначению в регуляторах систем автоматического управления. Недостатками дифференциатора является чувствительность к шумам и помехам, лежащим  в области высокочастотного спектра, что ограничивает его применение по сравнению с интегратором. Часто в цепь обратной связи вместе с резистором R_ОС включают различные нелинейные элементы, что позволяет реализовать требуемые функциональные зависимости и снизить погрешности преобразуемого напряжения.

2.5. Операционные усилители с нелинейными обратными

связями

Одним из примеров использования нелинейных обратных связей в ОУ являются схемы измерительных выпрямителей, которые позволяют повысить точность преобразования малых напряжений и токов. В обычных выпрямителях (рис.2.15, а) зависимость u_ВЫХ = f (u_ВХ) является нелинейной, что вызвано нелинейностью вольтамперной характеристики полупроводниковых диодов [1]. В результате выпрямленное напряжение u_ВЫХ искажается в области малых значений (рис.2.15, б).

Схема однополупериодного выпрямителя на ОУ представлена на рис.2.16, а.. Значения резисторов R₂ и R_ОС выбираются исходя из заданного  коэффициента усиления К_И = -R_ОС / R₂. Абсолютные значения R₁, R₂, R_ОС устанавливаются на основе рекомендаций для инвертирующего усилителя (п.2.2.1). При положительной полярности входного напряжения в промежутке 0 – q₁ (рис.2.16, а, б) выходное напряжение отрицательно, что вызывает отпирание диода VD1, который шунтирует цепь обратной связи усилителя R_ОС. В результате К_И = 0 и     U_ВЫХ = 0.

В следующий полупериод (q₂ – q₁) на инвертирующем входе усилителя действует отрицательная полуволна напряжения u_ВХ. Выходное напряжение u_ВЫХ становится положительным. Диод VD1 запирается, VD2 – отпирается. Проводящий диод VD2 включает в цепь обратной связи (резистор R_ОС), в результате выходное напряжение усилителя становится равным     и имеет вид однополярного синусоидального напряжения. В данном случае, в отличие от рис.2.15, а, однополупериодное выпрямление не связано непосредственно с процессом протекания тока через диод, а следовательно, не сказывается влияние нелинейности его вольтамперной характеристики. Это обусловливает линейную зависимость u_ВХ = f (u_ВХ) (рис.2.16,в).

 

б)

а)

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.2.15

Двухполупериодное выпрямление входного напряжения u_ВХ можно осуществить по схеме, показанной на рис.2.17, а. При положительной волне u_ВХ на инвертирующем входе в промежутке (0 – q₁) (рис.2.17, б) выходное напряжение отрицательно, что вызовет отпирание диода VD1. Амплитуда выходного напряжения U_{ВЫХ М1} равна:

 

.                                             (2.49)

 

В отрицательный полупериод u_ВХ (q₂ – q₁) положительное выходное напряжение запирает VD1 и отпирает VD2. В результате к выходу усилителя подключается цепь обратной связи R_ОС. Максимальное значение выходного напряжения U_{ВЫХ М2} определяется известным соотношением

 

.                                                  (2.50)

 

Для выравнивания амплитуд выходного напряжения в оба полупериода выпрямления (U_{ВЫХ М1} = U_{ВЫХ М2}) необходимо выполнить условие, полученное на основе (2.49) и (2.50):

 

.                                                           (2.51)

 

Так же как и в схеме однополупериодного выпрямителя, в данном случае зависимость u_ВЫХ = f (u_ВХ) получается линейной (рис.2.16, в). Для повышения точности и качественных показателей измерительных выпрямителей применяют более сложные схемы [9].

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.2.16

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.2.17

Глава 3

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ   ИМПУЛЬСНЫЕ

УСТРОЙСТВА

Наряду с аналоговыми усилительными схемами, в которых транзисторы работают в режимах А, АВ, С, значительное место в информационной и силовой электронике занимают импульсные  устройства. Используемые в них биполярные, униполярные и другие силовые полупроводниковые приборы (СПП) [1] работают в классе Д, образуя полупроводниковый ключ. Основное назначение ключа К (рис.3.1, а) состоит в подключении и отключении источника питания Е_К к нагрузке R_Н. Полупроводниковые ключевые схемы являются основой для построения узлов цифровой вычислительной техники и силовых преобразователей для управления электрическими машинами постоянного и переменного тока.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

                  Рис.3.1                                                    Рис.3.2

 

Качество ключа К (рис.3.1, а) определяется минимальным падением напряжения на нем в замкнутом состоянии, минимальным током через него при размыкании и скоростью переключения из одного состояния в другое.

Идеальный ключ обладает бесконечно большим сопротивлением в выключенном состоянии, а во включенном – нулевым. В выключенном состоянии ток через  ключ К не проходит (рис.3.1,б), а напряжение на нем соответствует напряжению источника питания (точка А). При включении ключа К через него проходит ток I_Н = E/ R_Н (точка В), а падение напряжения на нем равно нулю. При переходе из одного состояния в другое рабочая точка перемещается по прямой АВ. Значение переключаемой мощности составляет R_Н = E² / R_Н, причем на самом ключе рассеиваемая мощность равна нулю.

Реальный ключ всегда имеет конечное сопротивление в выключенном и включенном состоянии. В выключенном состоянии через него протекает ток I_У, определяемый сопротивлением утечки R_У (рис.3.2, а), во включенном – на ключе имеет место падение напряжения DU, обусловленное наличием сопротивления контакта (перехода) R_П. Из характеристики (рис.3.2,б) видно, что полезный диапазон между заштрихованными площадками значительно меньше, чем у идеального ключа. В обоих предельных состояниях на ключе К рассеивается некоторая мощность: в выключенном состоянии Р_ВЫК = U²_М / R_У = I²_У R_У, во включенном – Р_ВКЛ = I²_М R_П = DUI_М. Так как I_У » 0, DU » 0, мощности Р_ВЫК, Р_ВКЛ незначительны. Гораздо больше рассеивается мощность на ключе при переходе из одного состояния в другое (участок АВ), например в точке n мощность Р_n = I_nU_n. Поэтому чем быстрее пройден участок АВ (меньше время переключения), тем ниже суммарная мощность потерь на ключе К и больше КПД устройства.

Наиболее близко по своим свойствам к идеальному ключу приближаются механические переключатели, у которых I_У £ 10^-12  А, DU – доли микровольт. В то же время они имеют большее время переключения (коммутации), чем полупроводниковые. Кроме того, механические переключатели обладают малой частотой коммутации (десятки и сотни герц), надежностью контактов и низким сроком службы. Поэтому основное применение в импульсных устройствах получили полупроводниковые ключевые схемы.

3.1. Основные параметры импульсных сигналов

При замыкании и размыкании ключа К (рис.3.1, а) на нагрузке R_Н формируется напряжение прямоугольной формы. В реальных электрических цепях всегда присутствуют сосредоточенные и распределенные емкости и индуктивности. Поэтому импульсное напряжение на нагрузке u_ВЫХ отличается от идеального прямоугольника (рис.3.3). При некотором соотношении параметров емкостных и индуктивных сопротивлений процесс образования вершины импульса может носить колебательный характер (пунктир на рис.3.3). К основным параметрам реального импульсного сигнала относятся:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.3

 

1. Амплитуда импульса U_М – наибольшее значение выходного напряжения.

2. Спад вершины импульса DU_П – уменьшение напряжения на плоской части («полке») импульса.

3. Длительности переднего t_Ф и заднего t_С (длительность среза, спада) фронтов импульса, которые характеризуют времена нарастания и спадания напряжения на нагрузке ключа. Эти параметры определяются относительно уровней 0,1U_М и 0,9U_М.

4. Длительность импульса t_U – характеризует время действия импульсного напряжения. Чаще всего t_U определяется на уровне 0,5U_М или 0,1U_М. При малых значениях t_Ф и t_С длительность t_U определяется по основанию импульса.

При непрерывной работе ключа К на нагрузке формируется последовательность прямоугольных импульсов (рис.3.4, а). Если нагрузка носит комплексный характер, выходное напряжение отличается от прямоугольного и может иметь пилообразную  (рис.3.4, б), треугольную (рис.3.4, в), остроконечную (рис3.4, г) формы. Весьма широко в импульсных полупроводниковых устройствах используется двух полярное прямоугольное напряжение (рис.3.4, д) – меандр.

Последовательность импульсных сигналов (рис.3.4) характеризуется следующими параметрами:

– периодом Т и частотой f =1/Т повторения импульсов;

– длительностью t_U импульсов и паузой t_П, которая равна интервалу времени между окончанием предыдущего и началом последующего импульса;

– относительной продолжительностью импульса g = t_U / T;

– скважностью импульсов Q = T/ t_U = 1 / g.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

                  Рис.3.4                                                   Рис.3.5

 

Процессы, происходящие при формировании импульсных сигналов полупроводниковыми переключателями, рассматриваются на примере транзисторного ключа.

3.2. Ключевой режим работы биполярного транзистора.

Параметры установившегося режима

Биполярный транзисторный ключ может быть построен по любой из основных схем включения транзистора – ОБ, ОЭ и ОК [1]. На рис.3.5, а  показан простейший транзисторный ключ на основе схемы ОЭ, а на рис.3.5, б – его эквивалентная схема. На эквивалентной схеме транзистор заменен двумя встречно включенными диодами VD1 и VD2, отображающими соответственно эмиттерный и коллекторный переходы. Сравнение схем рис.3.1 и 3.5 показывает их полную аналогию. Режим класса Д обеспечивается путем подачи запирающего напряжения смещения Е_СМ. Транзистор находится в состоянии отсечки [1] и по цепи база – эмиттер протекает неуправляемый ток коллектора I_БО = I_КО. При этом напряжение на базе транзистора U_БЭО равно:

 

U_БЭО = U_СМ = E_СМ – I_КО R_Б2.                                               (3.1)

 

Из рис.3.5, б видно, что оба диода VD1 и VD2 заперты и напряжение между коллектором и эмиттером составляет

 

U_КЭО = E_К – I_КО R_К » E_К.                                                    (3.2)

 

При поступлении входного отрицательного напряжения U_ВХ>U_СМ суммарное напряжение на базе

 

U_БЭ = U_ВХ – U_СМ < 0.                                                        (3.3)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Резистор R_Б1 (рис.3.5, а) включается для ограничения базового тока. Ток базы i_Б с момента действия входного импульса t = t₁ уменьшает запирающий ток базы:

 

I_Б = I_КО – i_Б.                                                                  (3.4)

 

В момент, определяемый точкой К (рис.3.6, а), i_Б = I_КО, I_Б =0, эмиттерный переход (диод VD1) начинает открываться. Транзистор находится на границе линейной области (рис.3.6,б). При дальнейшем росте базового тока I_Б1, I_Б2, I_Б3 и т.д. рабочая точка транзистора двигается в линейной области по линии нагрузки АВ в сторону области насыщения (точки 1, 2, 3 и т.д.). Ток транзистора I_К возрастает, а напряжение U_КЭ уменьшается в соответствии с выражением

 

U_КЭ = E_К – I_К R_К.                                                           (3.5)

 

Напряжение на коллекторном переходе U_К равно (рис.3.5, б):

 

U_К = U_КЭ – u_ВХ.                                                             (3.6)

 

При некотором значении u_ВХ = U_{ВХ Н} напряжение U_КЭ уменьшается настолько, что начинает выполняться равенство

 

U_КЭ1 = U_ВХН ; U_К = 0.                                                      (3.7)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.8

                                                                          

 

У германиевого транзистора при напряжении U_К = 0 открывается коллекторный p-n переход (пунктир, рис.3.7). Оба диода VD1 и VD2 оказываются смещенными в прямом направлении, что соответствует состоянию насыщения транзистора  [1]. У кремниевого транзистора отпирание коллекторного перехода происходит при напряжении U_К, равном (рис.3.7):

 

U_К ³ U*;  U* = u_ВХ – U_КЭ1 > 0, 

 

что соответствует большему, чем для Ge  транзистора, значению базового тока. Полярность напряжения U_К показана в кружках (рис.3.5, б). Состояние насыщения соответствует так называемому режиму   д в о й н о й   и н ж е к ц и и  дырок в область коллектора, так как эта инжекция происходит за счет внутреннего поля на коллекторном переходе Е₂ [1], образованного ионами донора и акцептора, и напряжения U_К, направление которого совпадает с Е₂. Через транзистор протекает ток насыщения коллектора I_К = I_КН, выходное напряжение U_КЭ равно падению напряжения на переходах:

 

U_КЭ = U_КЭН.                                                                        (3.8)

 

Таким образом, условия насыщения транзистора U_К ³ 0, но чаще используется токовый критерий насыщения

 

bI_БН > I_КН ,                                                                       (3.9)

 

где I_БН = I_Б4 (рис.3.6) – ток базы транзистора, соответствующий границе насыщения. Неравенство (3.9) должно быть достаточно сильным, чтобы флуктуации входящих в него параметров не смогли вывести транзистор из состояния насыщения в линейную область:

 

bI_БН >К₁I_КН,                                                                    (3.10)

 

где К₁ = 1,5-3 – коэффициент насыщения транзистора. При заданном значении тока нагрузки транзистора I_К = I_КН  из (3.10) находим необходимое для насыщения транзистора значение тока базы:

 

                                                       (3.11)

 

(b_МИН – минимальный коэффициент усиления по току транзистора в схеме ОЭ). При t ³ t₂ отпирающий ток базы уменьшается (рис.3.6, а). Транзистор выходит из состояния насыщения и, минуя линейную область, вновь при t ³ t₃ входит в область отсечки. Сравнение диаграммы работы реального (рис.3.2, б) и транзисторного (рис.3.6, б) ключей показывает их совпадение. При этом R_У  представляет собой сопротивление обратно смещенного коллекторного перехода, а R_n – сопротивление прямо смещенного эмиттерного перехода транзистора.

При построении транзисторных ключей широко используется также схема Дарлингтона [1].

3.3. Динамический режим работы транзисторного ключа.

Методы повышения быстродействия транзисторных ключей

Наличие межэлектродных емкостей в транзисторе приводит к тому, что его переключение из состояния отсечки в область насыщения и обратно происходит за конечное время t_ВКЛ, t_ВЫКЛ [1]. Конечные длительности переключения ограничивают быстродействие ключевых схем. Кроме того, наибольшая мощность рассеивается в транзисторе в процессе переключения, когда он находится в активной области. Поэтому представляется необходимым выяснить факторы, влияющие на длительность переключения транзистора, и наметить пути повышения быстродействия транзисторных ключей.

3.3.1. Динамический режим работы транзисторного ключа

Динамический режим работы транзисторного ключа исследуется при воздействии входного напряжения u_ВХ, имеющего вид прямоугольного импульса, с амплитудой U_{ВХ М} (рис.3.8). Изменение базового тока i_Б будет происходить с некоторой задержкой t₃, обусловленной зарядом входной емкости C_ВХ. Величина t₃ определяется постоянной времени заряда t₃ = C_ВХ R_Б1 (рис.3.5, а). Входная емкость определяется значениями эмиттерной С_Э и коллекторной С_К емкостей (рис.3.5, б). Так как для переменного сигнала сопротивление источника Е_К можно считать закороченным, емкости С_Э и С_К оказываются соединенными параллельно:

 

С_ВХ = С_Э С_К.                                                                       (3.12)

 

По окончании заряда С_ВХ в момент времени t = t₁ + t₃  начинает протекать ток базы i_Б, выводящий транзистор из области отсечки в линейную область. При мгновенном нарастании i_Б ток коллектора i_К изменяется постепенно, подчиняясь зависимости

 

i_К = bI_БМ (1 – l^{-t /t в}),                                                         (3.13)

 

где b – коэффициент усиления транзистора в схеме ОЭ; I_БМ – максимальное значение тока базы, ограничиваемое резистором R_Б1 (рис.3.5, а); t_В = t_b + t_К – эквивалентная постоянная времени; t_b = 1/ w_b – постоянная времени, равная приблизительно времени жизни не основных носителей в базе [1]; w_b – граничная частота усиления транзистора в схеме ОЭ [1]; t_К = (b + 1)C_К R_К – постоянная времени коллекторной цепи.

Из (3.13) видно, что при t ® ¥  ток коллектора стремится постигнуть значения I_КМ = bI_БМ (рис.3.8). Однако при I_КН = bI_БН  транзистор входит в область насыщения. I_БН = I_Б4 (рис.3.6) – ток базы, соответствующий границе области насыщения. Подставляя в (3.13)    i_К = I_КН = E_К / R_К, t = t_Ф, после преобразования находим длительность переднего фронта импульса коллекторного тока:

 

.                   (3.14)

 

Из (3.14) следует, что время t_Ф сокращается при увеличении коэффициента насыщения К₁ (кратности базового тока) транзистора. При К₁ = I формула (3.14) теряет смысл. Длительность t_Ф  в данном случае можно приближенно определить из соотношения

 

t_Ф » 2,2 t_В.                                                                    

При t = t₂ отпирающий импульс базового тока заканчивается. База находится под запирающим напряжением U_СМ. Несмотря на это коллекторный ток некоторое время t_Р не изменяется, что вызвано процессом рассасывания не основных носителей в базовой области  [1]. Время рассасывания t_Р определяется из соотношения

 

 ,       (3.15)

 

где  – кратность базового тока (коэффициент форсировки) при запирании транзистора.

Время t_Р может быть найдено и по другим формулам [1, 7]. Выражение (3.15) показывает, что время рассасывания уменьшается с возрастанием запирающего тока базы I_{Б ЗАП} и увеличивается с повышением отпирающего тока t_{Б М}  (глубины насыщения). Всплеск обратного базового тока (рис.3.8) обусловлен тем, что рассасывание не основных носителей происходит не только по цепи коллектора, но и базы.

По окончании процесса рассасывания ток коллектора уменьшается и транзистор запирается за время t_С. Решая уравнение, описывающее процесс спадания коллекторного тока, относительно t_С можно найти:

 

.            (3.16)

 

Из формулы (3.16) следует, что длительность запирания транзистора уменьшается при увеличении запирающего базового тока.

Необходимость сокращения длительности t_Ф, t_С была показана ранее. Время рассасывания t_Р  приходится учитывать на практике при построении, например, полупроводниковых преобразователей, выполненных по мостовым и полумостовым схемам. На рис.3.9, а показана одна из подобных схем, с помощью которой на нагрузке R_Н формируется двухполярное напряжение при поочередном отпирании транзисторов VT1 и VT2 (рис.3.9, б). При анализе схемы предполагаем, что t_Ф = t_С = 0. В момент t = t₁ поступает отпирающий импульс на базу VT2. Транзистор мгновенно отпирается, а VT1 еще не закрылся из-за процесса рассасывания не основных носителей. В результате оба транзистора в промежутке времени Dt = t_Р будут открыты, что вызовет короткое замыкание источников Е_К1, Е_К2. Выходное напряжение u_Н = 0. При достаточно большой величине t_Р сквозной ток через открытые транзисторы VT1, VT2 может вызвать их разогрев и выход из строя.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.9

3.3.2. Методы повышения быстродействия

 транзисторных ключей   

На практике используются следующие методы повышения быстродействия транзисторных ключей:

1. Применение форсирующей емкости. Как следует из проведенного анализа, формулы (3.14) – (3.16), величины t_Ф, t_Р, t_С можно уменьшить, если на время переходных процессов в соответствующие моменты увеличивать значения токов базы I_БМ, I_{Б ЗАП}. Этого можно достигнуть, включая форсирующий конденсатор С параллельно базовому сопротивлению R_Б (рис.3.10, а). В момент t = 0 на базу поступает отпирающий импульс u_ВХ с амплитудой U_БМ (рис.3.10, б). В первый момент времени ток базы проходит через конденсатор C и мгновенно нарастает до величины I_БМ:

 

,                                                             (3.17)

 

где R_ВН – внутреннее сопротивление источника входного напряжения u_ВХ; t_ВХ  – входное сопротивление транзистора. Значение I_БМ  может достигать в момент включения весьма большой величины, что увеличивает К₁ и сокращает время t_Ф (3.14). По мере зарядки С базовый ток уменьшается и в установившемся режиме  составляет

 

.                                           (3.17а)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.10

 

Ток I_БН  соответствует К₁ = I (границе насыщения). Поэтому значительного накопления носителей в области базы не происходит.

В момент t = t₁ изменяется полярность входного напряжения (полярность в кружках). Это вызывает резкое увеличение запирающего тока I_{Б ЗАП}, так как он является током перезарядки конденсатора, который определяется суммой напряжений u_С (t₁) и U_{Б ЗАП}:

 

  .                                           (3.18)

 

Значительный ток I_{Б ЗАП}  увеличивает К₂, что способствует быстрому рассасыванию избыточного заряда в базовой области и снижению времени t_Р и t_С. Разряд конденсатора происходит по пути (+) С – база – эмиттер – источник u_ВХ – (-) С. По мере перезаряда конденсатора ток i_Б  уменьшается, достигая установившегося значения I_БО = I_КО:

 

.                        (3.19)

 

Величину R_Б выбирают из (3.17а) по заданному значению U_БН и току I_БН, зависящему от требуемого тока нагрузки коллектора I_КН (3.11). Емкость конденсатора C приближенно определяют по формуле [7]:

 

C = t_b / R_Б.                                                                      (3.20)

 

В некоторых случаях для ускорения процесса перезарядки конденсатора С входную цепь транзистора шунтируют диодом VD (рис.3.10, а).

2. Применение ненасыщенных ключей. Одним из возможных путей уменьшение времени рассасывания t_Р  является снижение отпирающего тока базы I_БМ, то есть уменьшение коэффициента К₁ (3.15). Но при этом возрастает длительность переднего фронта t_Ф (3.14). Кроме того, в реальных условиях степень насыщения должна быть   К₁ > 1, в противном случае малейшее изменение b или тока базы приведет к выходу транзистора из состояния насыщения в линейную область, что вызовет увеличение мощности рассеяния на транзисторе, нагрев и выход его из строя. Радикальным способом предотвратить глубокое насыщение транзистора и в то же время избежать отмеченных   нежелательных  явлений   является применение    н е л и н е й н о й   о б р а т н о й   с в я з и. Эта связь реализуется несколькими способами:

а) Нелинейная обратная связь с дополнительным источником смещения (рис.3.11). Источник смещения Е_С предназначен для компенсации падения напряжения на диоде VD1. Отрицательная обратная связь по выходному напряжению в отличие от случая, показанного на рис.1.15, начинает действовать только с момента отпирания диода.

При работе транзистора в линейной области напряжение на VD

 

U_К = U_КЭ - U_БЭ = I_К R_К - U_БЭ.                                             (3.21)

 

При попадании рабочей точки на границу линейной области и области насыщения (точка 4 на рис.3.6, б) U_КЭ = U_КЭН = U_БЭ ; U_К = 0. При дальнейшем нарастании тока U_КЭ < U_БЭ, напряжение U_К меняет знак (полярность в кружках на рис.3.11), диод отпирается и начинает действовать отрицательная обратная связь, которая уменьшает значение базового и, следовательно, коллекторного тока. При этом повышается напряжение U_КЭ. В результате рабочая точка транзистора остается на границе насыщения.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.11

 

Схема рис.3.11, а  не нашла практического применения, так как требует отдельного развязанного источника питания Е_С. Гораздо большее применение получила схема (рис.3.11, б), где роль источника Е_С играет падение напряжения на резисторе R_Б, величина которого выбирается из условия

 

R_Б I_БН = U_{Д МАКС},                                                               (3.22)

 

где I_БН = I_Б4 (рис.3.6, б) – значение базового тока, соответствующее границе насыщения; U_{Д МАКС} – максимальная величина падения напряжения на диоде VD. С учетом того, что I_БН = ( E_К / R_К) b, из (3.22) следует:

 

 .                                                 (3.23)

 

В цифровых интегральных схемах более широкое применение в ненасыщенных ключах получили диоды Шоттки  [1].

б) Транзисторный ключ с диодом Шоттки (рис.3.12, а). Применение диода Шоттки позволяет отказаться от дополнительного источника Е_С или резистора R_Б (рис.3.11). Это связано с тем, что падение напряжения на диоде Шоттки U_ДШ = 0,3 В, что гораздо меньше падения напряжения на кремниевом диоде VD2 (рис.3.5), которое составляет U_Д = U* = 0,6 В (рис.3.7). Поэтому диод ДШ  (рис.3.12) открывается, когда еще коллекторный переход заперт и транзистор находится в линейной области вблизи зоны насыщения, например, в точке 3 (рис.3.6, б). При этом остаточное напряжение замкнутого ключа   U_ОСТ > U_КЭН (рис.3.6, б), что является основным недостатком схемы (рис.3.12, а). В то же время достоинство ключа с барьером Шоттки – в его высоком быстродействии, так как  t_Р = 0, поскольку транзистор  работает в линейной области. Комбинация кремниевого транзистора и диода Шоттки в цепи обратной связи в интегральных схемах называется   т р а н з и с т о р о м   Ш о т т к и (рис.3.12).

в) Применение высокочастотных транзисторов. Особенностью высокочастотных транзисторов [1] является малое значение межэлектродных емкостей и малая толщина базовой области, что обеспечивает высокое быстродействие полупроводниковых ключей на основе этих транзисторов и малые потери на переключение.

Выводы, сделанные при анализе ключевых схем на биполярных транзисторах, могут быть распространены и на аналогичные схемы на полевых транзисторах [4]. Схемы полевых транзисторных ключей рассматриваются ниже (гл.4).

3.4. Сравнительный анализ работы транзисторных каскадов

в усилительном и ключевом режимах

Анализ усилительных (гл.1) и импульсных (ключевых) полупроводниковых устройств позволил выделить две группы их свойств.

1. Транзисторные ключи мало чувствительны к разбросу параметров, температурному и временному дрейфу, к внешним электромагнитным помехам и собственным шумам. На рис.3.13, а  изображена передаточная характеристика транзисторного каскада. Колебания входного напряжения в области отсечки DU_ВХ1 и в области насыщения DU_ВХ2 не изменяют состояние ключа, и выходное напряжение практически остается постоянным. В то же время небольшие флуктуации входного напряжения DU_ВХ3 в усилительном каскаде (участок АВ) приводят к значительным колебаниям выходного напряжения.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.13

 

Передаточная характеристика усилительного каскада из-за воздействия внутренних и внешних факторов может деформироваться в некоторой области (заштрихованная часть на рис.3.13, б). Поэтому при работе транзистора в линейной области даже при постоянном напряжении на входе U_ВХ1 = const  выходное напряжение может принимать любые произвольные значения в диапазоне DU_ВЫХ. В ключевых схемах участок АВ (рис.3.13) не имеет особого значения, так как основную часть времени транзистор находится в состоянии отсечки и насыщения.

2. Благодаря малым потерям в области насыщения и отсечки допустимые токи в режиме переключения больше (по крайней мере в 6 раз), чем в усилительном режиме [7]. Допустимую перегрузку по току при работе транзисторного ключа можно определить в результате расчета всех электрических потерь в транзисторе  [14].

3.5. Импульсный режим работы операционных усилителей.

Компараторы. Триггер Шмитта

Интегральные операционные усилители (ОУ) широко применяются в устройствах формирования и генерирования импульсных сигналов. Уровень входного напряжения ОУ в импульсном режиме работы превышает u_ВХ ³ U_{ВХ М} (рис.2.2), и поэтому выходное напряжение усилителя определяется только двумя значениями U⁺_{ВЫХ М} и U^-_ВЫХМ.  Основу большинства импульсных  устройств  ОУ составляют    к о м п а р а т о р ы. Компаратор осуществляет сравнение двух сигналов:    о п о р н о г о   U_ОП  и   в х о д н о г о   с и г н а л а   u_ВХ , изменяющегося по определенному закону. При равенстве этих напряжений происходит переключение ОУ, при котором его выходное напряжение изменяется от U⁺_{ВЫХ М} до U^-_{ВЫХ М}   или наоборот. Поэтому компаратор называют также   н у л ь - о р г а н о м.

Различают две  разновидности  компараторов:    д в у х в х о д о в ы е   и   о д н о в х о д о в ы е.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.14

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.15

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.16

 

На рис.3.14, а  показана схема двухвходового компаратора, в котором используются оба входа ОУ и отсутствует цепь отрицательной обратной связи  (R_ОС = ¥ ), что в соответствии с выражением (2.9) дает К_УС = ¥. Поэтому переключение ОУ происходит при входном напряжении

 

 .                                     (3.24)

 

Характеристика компаратора U_ВЫХ = f (U_С) при использовании идеального ОУ приведена на рис.3.14, б. В реальном ОУ K_УС ¹ ¥ и    U_С ¹ 0 (гл.2).

Если U_ОП и U_ВХ превышают допустимые значения входного напряжения ОУ, в схему компаратора включают дополнительно резисторы R₃, R₄ (или диоды), образующие с R₁ и R₂  делители напряжения (рис.3.14, а).

На рис.3.15, а  изображена характеристика U_ВЫХ = y (U_ОП), а на рис.3.15, б  показан процесс сравнения опорного напряжения с пилообразным входным сигналом u_ВХ (t). Переключается компаратор в момент времени t = t₁. Изменяя величину U_ОП1, можно регулировать момент сравнения входных сигналов, а следовательно, ширину импульса выходного напряжения.

Одновходовой компаратор выполняется с использованием только одного входа (инвертирующего) ОУ (рис.3.16, а). Срабатывание компаратора также происходит при u_ВХ (t) = U_ОП1 (рис.3.16, б). В отличие от схемы (рис.3.14, а) входные сигналы должны иметь противоположную полярность.

В реальных схемах компараторов переключение происходит в окрестности точки t = t₁ (заштрихованная область на рис.3.15, б, 3.16,б). Это обусловлено нестабильностью U_ОП, u_ВХ (t), смещением нуля ОУ, колебаниями коэффициента усиления и т.д. Кроме того, компаратор срабатывает с некоторой задержкой t₃ по отношению компаратор моменту t = t₁ сравнения U_ОП и U_ВХ (t). Задержка t₃ = 3-10 мкс и вызвана наличием паразитных емкостей ОУ. В интегральных усилителях, принадлежащих компаратор классу компараторов (п.2.1.1), время задержки составляет 20-3×10⁹ нс [11]. Улучшает динамические параметры компараторов и расширяет их функциональные возможности использования в ОУ положительной обратной связи (рис.3.17, а), образованной путем включения резистора R₂. Передаточная характеристика компаратора приобретает вид гистерезисной петли (рис.3.17, б). Схема рис.3.17, а  носит название   т р и г г е р а   Ш м и т т а.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.17

 

При u_ВХ (t) = 0  U_ВЫХ = U⁺_{ВЫХ М} (рис.3.17, б) в соответствии с полярностью опорного напряжения. Такое состояние компаратора поддерживается в устойчивом положении сигналом обратной связи, поступающим на не инвертирующий вход ОУ. При изменении U_ВХ в направлении, указанном стрелками (рис.3.17, б), переключение компаратора происходит при U_ВХ ³ U_СР (U_СР – н а п р я ж е н и е  (п о р о г) с р а б а т ы в а н и я). Возвращение в исходное состояние совершается при U_ВХ £ U_ОТП (U_ОТП – н а п р я ж е н и е   (п о р о г)   о т п у с к а н и я). Входное напряжение триггера Шмитта

 

U_С = (U_ОП + DU) – U_ВХ = U_СР – U_ВХ,                                (3.25)

 

где DU – напряжение обратной связи (рис.3.17, а).

Переключение компаратора происходит при U_С » 0:

 

U_СР = U_ОП + DU = U_ВХ;                                                      (3.26)

 

.                        (3.27)

 

Подставляя (3.27) в (3.26), находим напряжение срабатывания триггера Шмитта:

 

.                                 (3.28)

 

Напряжение отпускания U_ОТП определяется аналогично с учетом того, что выходное напряжение  U_ВЫХ изменило знак при срабатывании компаратора и равно U_ВЫХ = U^-_{ВЫХ М} (полярность в кружках):

 

U_ОтП = U_ОП – DU;                                                               (3.29)

 

 .                            (3.30)

 

С учетом (3.29) и (3.31) определим напряжение U_Г, соответствующее ширине петли гистерезиса (рис.3.17, б):

 

.       (3.32)

 

Определенный практический интерес представляет частный случай триггера Шмитта при U_ОП = 0 (рис.3.18, а). Передаточная характеристика изображена на рис.3.18, б. Переключение компаратора происходит по собственному порогу срабатывания. Положив в (3.28),  (3.31), (3.32) U_П = 0, получим:

 

                              (3.28¢)

 

U_ОТП = - К U^-_{ВЫХ М};                                                             (3.31¢)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.18

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.19

 

U_Г = 2К |U_{ВЫХ М}|,                                                                (3.32¢)  

 

где   – коэффициент положительной обратной связи. В формуле (3.32) принято U⁺_{ВЫХ М} = U^-_{ВЫХ М} = |U_{ВЫХ М}|.

На рис.3.19 в качестве примера изображены временные диаграммы, иллюстрирующие процесс формирования трапецеидального напряжения при поступлении на инвертирующий вход компаратора (рис.3.18, а) синусоидального сигнала.

Компараторы также широко используются при поступлении генераторов импульсных сигналов.

3.6. Мультивибраторы на операционных усилителях.

Режимы работы, расчетные соотношения

Мультивибратор – устройство, предназначенное для генерирования периодических импульсов прямоугольной формы определенной длительности, частоты следования и амплитуды. Мультивибратор может работать в двух режимах:

– в режиме самовозбуждения (автоколебательном). Генерирование импульсов начинается сразу после подачи напряжения питания ОУ. В таком режиме мультивибратор чаще всего используется в качестве задающего генератора для систем управления полупроводниковыми силовыми преобразователями, микропроцессорных и других цифровых устройств информационной электроники;

– в ждущем режиме. Генерирование импульсов происходит только с момента подачи внешнего запускающего импульса от постороннего генератора. Поэтому ждущий мультивибратор называют также   о д н о в и б р а т о р о м . Он широко применяется в устройствах задержки импульсов, формирования управляющих импульсов тиристорных устройств и т.д.

В данном разделе рассматривается мультивибратор, работающий в режиме самовозбуждения. В основу построения мультивибратора положена схема компаратора с положительной обратной связью (рис.3.20, а). На инвертирующий вход ОУ включен конденсатор С, обеспечивающий автоколебательный режим работы мультивибратора.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.20

 

При анализе схемы предполагается, что в начальный момент времени (t = 0) выходное напряжение ОУ отрицательно и равно   U_ВЫХ = U^-_{ВЫХ М}. Напряжение обратной связи, поступающее на не инвертирующий вход ОУ, равно DU = –кU^-_{ВЫХ М} (рис.3.20). Под действием напряжения конденсатор заряжается через резистор R. Напряжение на конденсаторе стремится достигнуть значения U^-_{ВЫХ М} (рис.3.20, б). В момент времени t = t₁  u_С (t) = – kU^-_{ВЫХ М}. В соответствии с характеристикой компаратора (рис.3.18, б) происходит переключение ОУ, так как напряжение обратной связи DU в схеме (рис.3.20, а) играет роль опорного. Напряжение на выходе мультивибратора, а следовательно, напряжение обратной связи DU, изменяет знак (полярность в кружках на рис.3.20, а). Конденсатор С начинает перезаряжаться до напряжения противоположной полярности, которое при t = t₂ достигает значения U_С = kU⁺_{ВЫХ М} = DU = U_СР. Усилитель переключается в исходное состояние, при котором выходное напряжение вновь становится равным U_ВЫХ = U^-_{ВЫХ М}. Далее процессы в схеме повторяются. Закон изменения напряжения на конденсаторе определяется известной формулой, полученной при решении дифференциального уравнения, описывающего процесс заряда конденсатора:

 

u_С (t) = U_СК (1 – l^{-t / tc}) + U_cН l^{-t / tc}.                                    (3.33)

 

После преобразования можно получить уравнение (3.33) в следующем виде:

 

u_С (t) = U_СК – (U_СК – U_СН) l^{-t / tc},                                         (3.34)

 

где U_СН, U_СК – начальное (при t = 0) и конечное (при t = ¥) значения напряжений на конденсаторе; t_С = RC – постоянная времени цепи заряда.

Для интервала времени t = t _U1, принимая за начало отсчета t = t₁, из рис.3.20, б находим:

 

U_СН = –kU^-_{ВЫХ М}; U_СК = U⁺_{ВЫХ М}; u_С (t_U1) = kU⁺_{ВЫХ М}.           (3.35)

 

Подставляя значения (3.35) в (3.34) и решая уравнение относительно t_U1, находим длительность положительного импульса мультивибратора (рис.3.20, б)

 

 .                             (3.36)

 

При U⁺_{ВЫХ М} = U^-_{ВЫХ М} из (3.36) окончательно имеем:

 

 .                (3.37)

 

Из рис.3.20 следует, что дальнейший перезаряд конденсатора при t > t₂ происходит по цепи с той же постоянной времени t_С = RC. Поэтому t_U2 = t_U1. Такой же мультивибратор называют   с и м м е т р и ч н ы м. Период и частота выходных импульсов симметричного мультивибратора определяется из соотношений

 

 .        (3.38)   

 

Из формулы (3.38) следует, что частота мультивибратора не зависит от свойств ОУ, а определяется только параметрами элементов внешней цепи. Чаще всего частоту изменяют, регулируя сопротивление резистора R₁.            

В ряде случаев возникает необходимость в генерировании импульсов разной длительности (t_U1 ¹ t_U2, Q ¹ 2). Это достигается в схеме так называемого   н е с и м м е т р и ч н о г о   м у л ь т и в и б р а т о р а, в которой обеспечиваются разные постоянные времени заряда и перезаряда конденсатора С путем включения через диоды VD1 и VD2 резисторов R¢ ¹ R¢¢ (рис.3.21, а). Длительности t_U1 и t_U2 определяются по формуле (3.37) при подстановке вместо R соответствующих значений R¢ и R¢¢. На рис.3.21, б изображена времяимпульсная диаграмма работы несимметричного мультивибратора при R¢¢ > R¢. Частота выходных импульсов

 

 .                (3.39)

 

Для снижения влияния нестабильности входного сопротивления ОУ на длительность и частоту выходных импульсов мультивибратора резисторы R (R¢, R¢¢) и R₁ выбирают в 3-5 раз меньше R_ВХ ОУ соответственно по инвертирующему и не инвертирующему входу.

3.7. Одновибратор. Временные диаграммы, расчетные соотношения

В мультивибраторе, работающем в режиме самовозбуждения, оба состояния при формировании импульсов длительностью t_U1 и t_U2  являлись   н е у с т о й ч и в ы м и. В одновибраторе имеет место одно устойчивое   с о с т о я н и е – исходный режим ожидания   и   н е у с т о й ч и в о е   состояние, возникающее с приходом внешнего запускающего импульса. Длительность неустойчивого состояния определяется времязадающими параметрами схемы, после которого вновь наступает устойчивое состояние.

Одна из возможных схем одновибратора на ОУ изображена на рис.3.22, а. В отличие от схемы рис.3.20, а  параллельно конденсатору С включен диод VD1. Внешние импульсы поступают на не инвертирующий вход ОУ через разделительный конденсатор С. При изменении полярности запускающих импульсов должно быть изменено направление включения диода VD1 на противоположное.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.21

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.22

Положим, что при t = 0 выходное напряжение ОУ отрицательно и равно U_ВЫХ = U^-_{ВЫХ М}. Выходное напряжение через резистор R поступает на инвертирующий вход усилителя. Диод VD оказывается открытым и шунтирует конденсатор С, в результате чего u_С = 0. Данное состояние схемы является устойчивым, так как поддерживается за счет поступления части выходного напряжения –DU на не инвертирующий вход.

В момент времени t = t₁ (рис.3.22, б) на вход схемы подается короткий запускающий импульс u_ВХ положительной полярности, что приводит компаратор переключению усилителя и изменению знака выходного напряжения (U_ВЫХ = U⁺_{ВЫХ М}), полярность в кружках на рис.3.22, а). Диод VD1 запирается и начинается процесс заряда конденсатора C:

 

u_c (t) = U⁺_{ВЫХ  М} (1 – l^{-t / t}),                                                (3.40)

 

где t = RC – постоянная времени заряда.

Напряжение на конденсаторе при t ® ¥  стремится достигнуть значения U⁺_{ВЫХ М}. При t = t₂  u_С (t) = DU = kU⁺_{ВЫХ М}, что приводит компаратор переключению ОУ в исходное состояние, при котором U_ВЫХ = U^-_{ВЫХ М}. Длительность заряда конденсатора до напряжения kU⁺_{ВЫХ М}, и, следовательно, длительность выходного импульса t_U одновибратора определяется из (3.40) при подстановке u_c (t) = kU⁺_{ВЫХ М}, t = t_U:

.                            (3.41)

 

При t ³ t₂ конденсатор перезаряжается до напряжения U^-_{ВЫХ М}:

 

u_c (t) = U_СК (1 – l^{-t / t}) + U_СН l^{-t / t} .                                      (3.42)

 

В момент t ³ t₃ напряжение на конденсаторе стремится изменить полярность и стать отрицательным. Это вызовет отпирание диода VD1, который шунтирует C, в результате чего u_С (t₃) = 0. Длительность  разряда  конденсатора  определяет   в р е м я    в о с с т а н о в л е н и я  с х е м ы   t_В в исходное состояние, которое находится из формулы (3.42) при подстановке в нее    u_С(t) = 0,    U_СК = U^-_{ВЫХ М},     U_СН = кU⁺_{ВЫХ М}, t = t_В :

 

.                                      (3.43)

 

Если положить U^-_{ВЫХ М} = U⁺_{ВЫХ М}, формула (3.43) преобразуется к виду:

 

.                          (3.44)

 

Нормальная работа одновибратора не нарушается, если компаратор моменту прихода очередного запускающего импульса t = t₄ (рис.3.22, б) схема успела возвратиться в исходное состояние, что накладывает ограничение на период Т (частоту f_ВХ) входных импульсов:

 

.                                                  (3.45)

 

Быстродействие одновибратора и максимальную частоту входного напряжения можно увеличить за счет уменьшения t_В. Это достигается снижением постоянной времени перезаряда за счет включения параллельно резистору R сопротивления R¢. Диод VD2 устраняет влияние R¢ на процесс заряда конденсатора С на участке формирования длительности t_U выходного импульса. При введении R¢ время восстановления уменьшается:

 

.                                  (3.46)

 

Формула (3.46) получена в предположении, что диод VD2 является  идеальным [1].

3.8. Предельно допустимые параметры операционного усилителя при работе в импульсных устройствах

      Надежная работа ОУ в импульсных устройствах обеспечивается при условии, если возможные изменения напряжений и токов не превосходят их предельно допустимых значений (п.2.1). Проектирование импульсных устройств на ОУ должно производится с учетом следующих ограничений:

1. Напряжение по дифференциальному входу u_С не должно превышать максимально допустимого значения U_СМ. Из рис.3.20 видно, что если максимальные напряжения по обоим входам ОУ не превосходят значений кU_{ВЫХ М} , то величина u_С достигает амплитуды 2кU_ВЫХМ в  моменты  переключения усилителя  (t₁, t₂, t₃).   Для  того   чтобы   U_С £ U_{С МАКС}, коэффициент обратной связи Кдолжен быть ограничен значением (при U^-_{ВЫХ М} = U⁺_{ВЫХ М} = Е_К = Е_К1 = Е_К2)

 

,                                                            (3.47)

 

где величина U_{С МАКС} указывается в справочниках.

2. Выходной ток ОУ – I_ВЫХ  не должен превосходить своего допустимого значения (п.2.1). Из рис.3.20, а  следует, что этот ток содержит три составляющие:

а) ток заряда конденсатора С

 

  ,

 

имеющий максимальное значение в моменты переключения ОУ, когда напряжение на конденсаторе u_С (t) = kU_{ВЫХ М}  складывается с выходным напряжением усилителя (рис.3.20, б)

 

;             (3.48)

 

б) ток нагрузки

 ,                                                             (3.49)

 

(R_Н – сопротивление нагрузки ОУ);

в) ток обратной связи по не инвертирующему входу I_ОС (рис.3.20,а)

 

.                                                          (3.50)

 

По первому закону Кирхгофа

 

I_ВЫХ = I_С + I_Н + I_ОС.                                                          (3.51)

 

Подставляя в (3.51) формулы  (3.48),  (3.49),  (3.50)  с учетом  U_{ВЫХ М} = Е_К, получаем:

 

,                   (3.52)

 

где I_{ВЫХ М} – максимально допустимый выходной ток ОУ (по справочнику). Соотношение (3.52) используется при выборе параметров резисторов R₁, R₂, R.

3.9. Формирователи импульсных сигналов

При построении систем управления силовыми полупроводниковыми преобразователями возникает необходимость сформировать импульсные сигналы различного вида (рис.3.4). Кроме того, следует применять меры, ограничивающие амплитуды токов и напряжений, прикладываемых к полупроводниковым приборам. Помимо уже рассмотренных устройств, формирующих импульсы прямоугольной формы, к основным преобразователям импульсных сигналов относятся дифференцирующие, интегрирующие цепи и ограничители.

3.9.1. Дифференцирующие (укорачивающие, обостряющие) цепи

Дифференцирующие цепи преобразуют входное прямоугольное напряжение в короткие остроконечные импульсы. Они широко применяются в схемах запуска триггерных устройств, одновибраторов (рис.3.22, б), системах формирования управляющих  импульсов тиристоров и т.д. Схема пассивной дифференцирующей цепи приведена на рис.3.32, а. В момент t = 0 на вход цепи поступает положительное прямоугольное напряжение u_ВХ (рис.3.23, б). В первый момент напряжение на конденсаторе u_СО = 0, а ток заряда (нагрузки R_Н) и напряжение на нагрузке возрастают скачком (рис.3.23, г)

 

,                      (3.53)

 

где R_ВН – внутреннее сопротивление источника входного сигнала u_ВХ.

По мере  заряда конденсатора С с постоянной  времени t₃ = С (R_Н + R_ВН) напряжение на нем возрастает (рис.3.23, в) а ток i₃ – уменьшается (рис.3.23, г). При  t = t_U2  заряд заканчивается и i₃ = i_Н = 0; u_ВЫХ = 0.

В момент t = t₁ входной импульс заканчивается (u_ВХ = 0) и начинается процесс разряда конденсатора С через источник входного сигнала и нагрузку (пунктир на рис.3.23, а) с постоянной времени разряда t_Р = t₃. Выходное напряжение имеет вид остроконечного импульса противоположной полярности. Если на выходе дифференцирующей цепи включить диод VD (рис.23, а), выходное напряжение u¢_ВЫХ представляет собой остроконечные импульсы положительной полярности (рис.3.23, д). При изменении направления включения VD полярность выходных импульсов становится отрицательной. Подключение вместо VD двухполупериодного выпрямителя позволяет получить удвоенную частоту выходного напряжения.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.23

 

Электрическая цепь на рис.3.23, а  выполняет операцию дифференцирования только при t₁ >> t₃. В противном случае цепь из  д и ф ф е р е н ц и р у ю щ е й    превращается   в   п е р е х о д н у ю  (п р о х о д н у ю). При этом выходное напряжение  u_ВЫХ с некоторым искажением повторяет входное u_ВХ (рис.3.23, е). Данные условия могут возникнуть при увеличении частоты входного сигнала f_ВХ = 1/ Т_ВХ, когда Т_ВХ £ t_U2. Повышение качества операции дифференцирования достигается при использовании ОУ (п.2.4).

3.9.2. Интегрирующие цепи

Интегрирующие цепи в импульсных устройствах чаще всего выполняют функции формирования треугольного или пилообразного напряжения  при воздействии на входе прямоугольных импульсов. Они широко используются в схемах развертки электронно-лучевых приборов, получения временных задержек импульсов, в модуляторах длительности, фазовращающих устройствах и т.д.

В момент поступления положительного входного импульса u_ВХ (рис.3.24, а, б) происходит заряд конденсатора С постоянной времени t₃ = (R + R_ВН)С. При t = t₁ входной импульс заканчивается и конденсатор разряжается через источник входного сигнала с постоянной времени разряда t_Р = t₃. В результате на выходе устройства формируется треугольное напряжение.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.24

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.25

 

На рис.3.25, а  изображена простейшая схема формирования пилообразного напряжения. При t ³ t₁ транзистор VT закрыт, так как его база соединена с землей через резистор R_Б [1]. Конденсатор С заряжается от источника питания Е_К. Ток заряда i₃ протекает по цепи (+)Е_К – С – R_К  – (-)Е_К . В момент t ³ t₂ на базу VT поступает отрицательный импульс u_ВХ, транзистор отпирается. Происходит разряд конденсатора через открытый транзистор (пунктир на рис.3.35, а). В результате на выходе схемы формируется пилообразное напряжение (рис.3.25, б). Устройства, осуществляющие формирование пилообразного напряжения, получили название   г е н е р а т о р о в    л и н е й н о   и з м е н я ю щ е г о с я   н а п р я ж е н и я (ГЛИН). Пилообразное напряжение характеризуется следующими параметрами:

– длительностью рабочего хода t_Р;

– временем обратного хода t_n;

– длительностью восстановления (паузы) t_n;

– периодом следования импульсов пилообразной формы Т_n;

– максимальным значением пилообразного напряжения U_М;

– коэффициентом нелинейности , где U¢(t₁), U¢(t_Р) – скорости изменения (произвольные) пилообразного напряжения в начале и конце рабочего хода.

Основная задача при проектировании ГЛИН – получение высокой линейности пилообразного напряжения на участке t_Р при оптимальном использовании возможностей схемы. Закон изменения напряжения во время обратного хода существенного значения не имеет. Чем меньше коэффициент К_Н , тем выше точность преобразования информации в последующих устройствах [5]. Условия достижения минимальных искажений пилообразного напряжения могут быть получены на основе анализа процесса зарядки конденсатора в схеме рис.3.25, а. Если пренебречь тепловым током I_КО запертого транзистора VT, характер изменения напряжения на конденсаторе при заряде описывается известным уравнением

 

u_c (t) = E_К (1 - l^{-t / t3}),                                                       (3.60)

 

где t₃ = (R_К + R_Н)C – постоянная времени заряда; R_Н – внутреннее сопротивление источника питания Е_К. Параметр t₃ выбирается из условия t₃ >> t_Р, где  t_Р = Cr_НАС – постоянная времени разряда, R_НАС – сопротивление транзистора VT в насыщенном состоянии. Из (3.60) видно, что при  t ® ¥  u_c (t) ® Е_К по экспоненциальному закону. Наименьшее отклонение напряжения u_С (t) от линейного закона имеет место на начальном этапе. Поэтому низкое значение коэффициента К_Н можно получить при малой амплитуде выходного напряжения U_М. С другой стороны, производная от напряжения u_С (t)

 

 .                                                             (3.61)

     Вычисляя производную (3.61) при t = t₁  и  t = t_Р и подставляя полученные значения в выражение для К_Н , получаем:

 

.                                                    (3.62)

 

Здесь I₃ (t₁), I₃ (t_Р) – токи заряда конденсатора С в начале (t = t₁) и в конце (t = t_Р) рабочего хода (рис.3.35, б):

 

 .                   (3.63)

 

Подставив (3.63) в (3.62), имеем:

 

.                                                                      (3.64)

 

Из (3.62) видно, что высокая линейность пилообразного напряжения (К_Н » 0) достигается при постоянстве тока заряда  I₃ (t₁) » I₃ (t_Р). Формулы (3.63), (3.64) показывают, что в схеме на рис.3.35, а  указанное условие выполняется при U_М<< Е_К. Это является одним из ее недостатков, так как источник питания Е_К используется малоэффективно. Другим недостатком является влияние нагрузки R_Н на процесс формирования пилообразного напряжения, и тем больше, чем меньше это сопротивление.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.26

 

Необходимость обеспечения постоянства тока заряда в ГЛИН следует также из соотношения

   

.                                                                  (3.65)

 

Из формулы (3.65) видно, что напряжение на конденсаторе нарастает линейно, пропорционально времени t.

Получить К_Н » 0  при полном использовании источника питания (U_М » Е_К) можно, применяя токостабилизирующую зарядную цепь. Чаще всего в качестве такой цепи выбирается схема ОБ, так как выходные характеристики транзистора в этой схеме параллельны оси напряжений [1] и поэтому ток транзистора (заряда) не зависит практически от напряжения на коллекторе. На рис.3.26 приведена распространенная схема ГЛИН, которая отличается от схемы рис.3.25 тем, что резистор R_К заменен токостабилизирующим контуром (генератором тока) на транзисторе VT2. Стабилитрон VD с ограничивающим резистором R_Б2 обеспечивает постоянство потенциала базы VT2 (постоянство тока эмиттера). Сопротивление нагрузки R_Н должно быть достаточно велико. Ток нагрузки не может превышать доли и единицы процента от тока заряда – в противном случае нарушается линейность выходного напряжения и уменьшается его амплитуда.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.27

 

Низкого значения К_Н < 0,01 и малого влияния нагрузки на параметры выходного напряжения ГЛИН можно добиться, используя операционный усилитель. Принцип построения ГЛИН на базу ОУ показан на рис. 3.27. В основу схемы положен инвертирующий интегратор на ОУ (рис.2.10). В промежутке 0-t₁ на входе интегратора действует отрицательный импульс u_ВХ (рис.3.27, б). В соответствии с назначением интегратора выходное напряжение u_ВЫХ возрастает по линейному закону.

 В то же время входное напряжение подается на дифференцирующую цепь ДЦ (подобно изображенной на рис.3.32, а  с диодом VD). Выходной импульс u_ДЦ (рис.3.27, б) с ДЦ поступает на вход одновибратора ОВ (выполненного, например, по схеме рис.3.22). Одновибратор формирует на выходе импульс u_ОВ длительностью t_U , который приводит к замыканию ключа К на время, равное этой длительности. Происходит разряд конденсатора в течении t_О (рис.3.27, б). Таким образом, время рабочего хода t_Р определяется длительностью входного импульса t_{ВХ И}. Нормальная работа схемы происходит при    t_n > t_U > t_О . В качестве ключа К используются транзисторы, работающие в ключевом режиме. Чаще всего применяют униполярные транзисторы, обладающие малым током утечки в запертом состоянии, что позволяет получить минимальные искажения в запертом состоянии, что позволяет получить минимальные искажения выходного напряжения.

3.9.3. Ограничители

Ограничителями амплитуды называются устройства, в которых выходное напряжение пропорционально входному только в определенном диапазоне его изменения, ограниченном напряжениями U_ПОР1 и U_ПОР2, которые называются порогами ограничения. При U_ВХ ³ U_ПОР1, U_ПОР2 выходное напряжение остается постоянным и не зависит от входного. Если ограничитель имеет два порога ограничения U_ПОР1 ¹ 0, U_ПОР2 ¹ 0, он называется   д в у х с т о р о н н и м, если же один из порогов равен нулю – о д н о с т о р о н н и м.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.28

 

К двухсторонним ограничителям можно отнести операционный усилитель, у которого U_ПОР1 = U_ПОР2 = U_{ВХ М} (рис.2.2). Выходное напряжение u_ВЫХ имеет вид усеченной синусоиды (рис.3.28). Ограничение u_ВЫХ происходит при достижении верхнего u_{ВХ М1} и нижнего    U_ВХМ2 порогов ограничения. Ограничителем является также компаратор (рис.3.17, 3.18, 3.19), в котором можно регулировать U_ПОР1, U_ПОР2 изменением величины и полярности опорного напряжения U_ОП.

б)

Ограничители могут быть   п о с л е д о в а т е л ь н ы м и   и   п а р а л л е л ь н ы м и. Примером последовательного одностороннего ограничителя является схема, содержащая диод VD (рис.3.23,а), которая осуществляет ограничение снизу сигнала u_ВЫХ. При изменении направления включения VD происходит ограничение сверху.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.29

 

На рис.3.29,а  приведена схема двухстороннего параллельного диодного ограничителя. Источники Е_О1, Е_О2 предназначены для регулирования порога ограничения. Когда величина входного напряжения превышает Е_О1 и Е_О2, диоды VD1 и  VD2 отпираются и ток замыкается в резисторы R₁ и R₂. В результате u_ВЫХ = const.

3.10. Импульсные усилители мощности. Однотактные усилители. Блокинг-генератор

Импульсные усилители мощности выполняются по тем же схемам, что и линейные усилители мощности (п.1.8.2). Наибольшее применение находят импульсные усилители мощности с трансформаторным выходом. Импульсный трансформатор отличается от трансформаторов, применяемых в усилителях гармонических сигналов. Он имеет следующие особенности:

1. Скорость изменения магнитной индукции в сердечнике очень высокая, что приводит к возрастанию вихревых потоков и потерь. Снижение вихревых токов достигается применением сердечников с большим электрическим сопротивлением.

2. Характеристики импульсного  трансформатора, от которых, в частности, зависит крутизна фронтов усиливаемого сигнала, в большой степени определяются паразитными параметрами: емкостями и индуктивностями рассеяния обмоток, величины которых зависят от конструкции и габаритов трансформатора. Для уменьшения влияния паразитных элементов применяют тороидальные сердечники из материалов с высокой магнитной проницаемостью. Наиболее широкое применение в импульсных  трансформаторах получили ферритовые сердечники.

В импульсных усилителях мощности следует применять высокочастотные транзисторы с малыми межэлектродными емкостями, что позволяет увеличить крутизну фронтов импульсного напряжения и уменьшить нагрев транзистора.

К особенностям импульсных усилителей мощности относится использование положительной обратной связи с помощью дополнительной обмотки трансформатора, чем достигается улучшение параметров выходного импульсного сигнала. Находят также применение и бестрансформаторные схемы усилителей мощности, в которых гальваническая развязка с нагрузкой достигается использованием оптронных пар [1].

Усилители мощности импульсных сигналов могут выполняться по   о д н о т а к т н ы м   и   д в у х т а к т н ы м   схемам.

В   о д н о т а к т н ы х   импульсных усилителях мощности в отличие от схемы рис.1.25,а сопротивление R_Б1 отсутствует, а база транзистора соединяется с землей посредством резистора R_Б2 либо находится под положительным напряжением смещения. В исходном состоянии транзистор заперт. Входной импульс переводит его в область насыщения.

Среди трансформаторных однотактных усилителей мощности наиболее широко применяется   б л о к и н г – г е н е р а т о р. Он представляет собой однокаскадный усилитель с глубокой положительной обратной связью и может  выполнять  роль   у с и л и т е л я – ф о р м и р о в а т е л  я    и    у с и л и т е л я – о г р а н и ч и т е л я. В первом случае длительность выходного импульса определяется параметрами схемы, во втором – длительностью входного импульса. Блокинг-генератор обладает высокой экономичностью. Он потребляет энергию только в процессе формирования выходного импульса очень маленькой длительности (от единиц до нескольких тысяч). Это, с одной стороны, позволяет использовать относительно маломощные транзисторы при формировании мощных импульсов, с другой – существенно сократить длительности фронта и среза, так как за счет форсированного режима удается ускорить процессы перезаряда паразитных емкостей.

Однотактные блокинг-генераторы строятся по двум различным схемам:

– c конденсатором в цепи обратной связи (с времязадающим или хронирующим конденсатором);

– с насыщающимся трансформатором.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.30

 

В однотактных схемах чаще всего используется конденсатор в цепи обратной связи.

Блокинг-генератор может работать в следующих режимах:

– самовозбуждения (автогенераторном);

– синхронизации;

– ждущем режиме.

На рис.3.30,а  показана схема однотактного блокинг-генератора с хронирующим конденсатором С, работающего в режиме самовозбуждения. В коллекторную цепь транзистора включен импульсный трансформатор  с тремя обмотками. Начала обмоток обозначены точками. Коэффициенты трансформации по базовой и нагрузочной обмоткам соответственно равны:

 

  ,                                      (3.66)

 

где W_Б, W_К, W_Н – число витков базовой, коллекторной и нагрузочной обмоток трансформатора. Нагрузочная обмотка может отсутствовать и выходной импульс снимается с коллектора транзистора – u_КЭ. В то же время использование обмотки W_Н позволяет согласовать выходное сопротивление каскада с сопротивлением R_Н, осуществить гальваническую развязку с нагрузкой, получить выходное напряжение u_ВЫХ больше или меньше напряжения источника питания Е_К.

Базовая обмотка W_Б предназначена для создания положительной обратной связи. Ток обратной связи ограничивается резистором R. Диод VD позволяет получить на нагрузке однополярные (положительные) импульсы напряжения u_Н.

Предположим, что в начальный момент времени t = 0 конденсатор С имеет полярность, указанную на рис.3.30,а. Положительный полюс подключен к базе транзистора, в результате чего он находится в области отсечки и U_КЭ » Е_К. Напряжение на обмотке W_К равно нулю и во вторичных обмотках W_Б, W_Н не наводится ЭДС. Хронирующий конденсатор С стремится перезарядиться до напряжения Е_К противоположной полярности (полярность в кружках на рис.3.30,а) по пути земля – W_Б – C – R – R_Б – (-)E_К. В момент t = t₁ напряжение u_С = 0, транзистор начинает приоткрываться током базы, ограниченным резистором R_Б, который проходит по цепи земля – эмиттерный переход – R_Б – (-)E_К. Коллекторный ток i_К = i_Бb следует за током базы i_Б. Напряжение U_КЭ уменьшается, а на обмотке W_К – увеличивается. При этом в обмотках W_Б и W_К индуктируются ЭДС. Напряжение в обмотке W_Б  увеличивает первоначальный ток базы, что приводит к возрастанию тока коллектора, напряжения на обмотке W_К, увеличению индуктированной в базовой обмотке ЭДС, тока i_Б и т.д. В результате лавинообразного процесса в момент t = t₂ транзистор входит в область насыщения и заканчивается формирование переднего фронта выходного импульса. Длительность переднего фронта t_Ф в основном зависит от частотных и усилительных свойств транзистора:

 

 ,                           (3.67)

где , w_b – граничная частота усиления транзистора по току в схеме ОЭ; r_ВХ – входное сопротивление транзистора [1]; b – коэффициент усиления транзистора в схеме ОЭ. В ряде практических случаев W_Н = W_Б, тогда из (3.67) имеем:

.                                              (3.68)

 

Формирование переднего фронта выходного импульса носит название    п р о ц е с с а     г е н е р а ц и и    или    п р я м о г о    б л о к и н г – п р о ц е с с а . Возникновение прямого блокинг-процесса возможно при условии

 

.                          (3.69)

 

При t > t₂ (рис.3.30,б) транзистор полностью открыт и все напряжение источника питания Е_К практически приложено к коллекторной обмотке W_К (U_КЭН  » 0). Происходит возрастание намагничивающего тока трансформатора i_U. Суммарный ток коллектора на участке формирования вершины импульса (рис.3.30,б) равен:

 

i_К = i¢_Б + i_U + i¢_Н ,                        

 

где   – приведенные к коллекторной обмотке базовый и нагрузочный токи. Под действием наведенной ЭДС в базовой обмотке начинается заряд конденсатора по цепи земля – W_Б – C – R – эмиттерный переход – земля до напряжения указанной на рис.3.30,а  полярности. По мере заряда конденсатора напряжение u_С на нем возрастает, а ток i_С = i_Б уменьшается (рис.3.30,б). В момент времени t = t₃ ток базы становится равным

 

.

Транзистор выходит из области насыщения в линейную область. Дальнейшее уменьшение базового тока по мере заряда конденсатора приводит к снижению тока коллектора,  наступает  обратный     б л о к и н г – п р о ц е с с, приводящий компаратор запиранию транзистора. Длительность вершины импульса t_U определяется из соотношения

 

,                      (3.70)

 

где R¢_Н = К²_ТРН R_Н – приведенное к коллекторной обмотке сопротивление нагрузки. В момент t = t_U  транзистор полностью запирается, но i_К ¹ 0 (рис.3.30,б). Вследствие обрыва тока коллектора в обмотке W_К возникает ЭДС самоиндукции, которая приводит к появлению выброса напряжения U_ВЫБР на коллекторе транзистора (рис.3.30,б). Амплитуда выброса зависит от индуктивности коллекторной цепи, тока i_U в момент t = t_U  и скорости его изменения. Без принятия специальных мер всплеск напряжения может привести к пробою транзистора. Этого удается избежать включением обратного диода VD с ограничивающим резистором R¢ (рис.3.31,а), в цепь которого в момент запирания транзистора переводится ток i_U. Иногда вместо диода параллельно коллекторной обмотке подключается R¢C-цепочка. В обоих случаях удается также избавиться от отрицательного импульса в кривой выходного напряжения (рис.3.31,б), не включая дополнительного диода VD (рис.3.30,б).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.31

 

При t > t_U начинается процесс перезаряда конденсатора по цепи земля – W_Б – R – C – R_Б – (-) E_К. В момент t = t_Б, u_С = 0 транзистор начинает отпираться и процессы в схеме повторяются. Время паузы  t_П определяется из решения дифференциального уравнения, описывающего процесс перезаряда хронирующего конденсатора на участке t₅ ­– t₄:

 

.                                      (3.71)

 

Частота генерируемых импульсов (t_Ф » t_С » 0) равна:

 

.                                                     (3.72)

 

В   р е ж и м е   с и н х р о н и з а ц и и   на базу транзистора через конденсатор С_Р  подаются  отрицательные импульсы синхронизации u_СИНХР (пунктир на рис.3.30,а). Синхронизирующие импульсы осуществляют отпирание транзистора раньше, чем напряжение на конденсаторе С снизится до нуля (рис.3.32), тем самым «навязывая» блокинг-генератору генерирование выходных импульсов u_ВЫХ  с частотой .

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

                Рис.3.32                                            Рис.3.33

 

В   ж д у щ е м   р е ж и м е   резистор R_Б подключают к источнику смещения положительной полярности Е_СМ, в результате чего транзистор оказывается в области отсечки (рис.3.33). С момента прихода запускающего импульса u_ЗАП  отрицательной полярности начинается процесс генерирования выходного импульса, после окончания которого транзистор вновь запирается положительным напряжением Е_СМ.

3.11. Двухтактные усилители мощности. Генератор Ройера

Двухтактные усилители мощности в основном выполняются по двум схемам.

1. Нулевая схема, в которой используются два транзистора VT1 и VT2 в качестве элементов (рис.3.34,а). Транзисторы работают в противофазе, управляющие сигналы на их базе формируются с помощью входного трансформатора ТР1. Нагрузка подключается к нагрузочной обмотке выходного трансформатора ТР2. Благодаря поочередной работе транзисторов на нагрузке индуктируется двухполярное прямоугольное напряжение u_Н (рис.3.34,б). Если нагрузка содержит индуктивность, транзисторы VT1 и VT2 должны быть зашунтированы диодами VD1 и VD2, посредством которых осуществляется возврат в источник питания Е_К электромагнитной энергии, накопленной в этой индуктивности. Резисторы R_Б1 = R_Б2 необходимы для ограничения базовых токов и установки требуемой степени насыщения транзисторов VT1, VT2. Трансформаторы TP1, TP2 выполняются таким образом, чтобы число витков W_Б1 = W_Б2, W_К1 = W_К2 (рис.3.34,а).

2. Полумостовая (рис.3.35) и мостовая (рис.3.36) схемы усилителя мощности. Входные импульсы, подлежащие усилению, подаются со вторичных обмоток входного трансформатора ТР1. Первичная обмотка подключена к схеме  формирования или генерирования прямоугольных импульсов.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.34

 

В полумостовой схеме (рис.3.35) транзисторы VT1, VT2 переключаются в противофазе, формируя меандр на нагрузке z_Н. Конденсаторы C₁, C₂ представляют собой делитель напряжения источника питания u_С1 = u_С2 = E_К / 2.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.35

 

Мостовая схема (рис.3.36) представляет собой две полумостовые, соединенные параллельно. Входной трансформатор имеет четыре выходные обмотки (W_Б1 = W_Б2 = W_Б3 = W_Б4) для управления четырьмя транзисторами VT1 – VT4. Вторичные обмотки включены так (точки означают начало обмоток), что под действием u_ВХ транзисторы переключаются в противофазе парами. Одновременно оказываются включенными транзисторы VT1, VT4 и VT2, VT3. При этом на нагрузке образуется двухполярное напряжение u_Н , но значительно превосходящее входной сигнал по мощности. Назначение остальных элементов в схемах рис.3.35 и 3.36 такое же, как и в нулевой схеме (рис.3.34). Подробный анализ различных схем двухтактных усилителей мощности выполнен в работе [16].

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.36

 

По типу управления ключевыми элементами (VT1, VT2, VT3, VT4) двухтактные усилители мощности разделяются на две группы:

– с независимым возбуждением (рис.3.34-3.36);

– c самовозбуждением.

Обе группы усилителей мощности в качестве источника питания могут содержать источник напряжения Е_К или источник тока.

Усилители мощности с   с а м о в о з б у ж д е н и е м   не содержат внешний источник входных импульсов u_ВХ. Обязательным является наличие положительной обратной связи. Переключение ключевых элементов достигается в результате насыщения транзисторов или сердечника трансформатора в коллекторной цепи. В двухтактных усилителях в основном используется второй способ.

Наибольшее распространение среди двухтактных усилителей мощности нашла нулевая схема с дополнительными базовыми обмотками W_Б1, W_Б2, выполняющими функцию положительной обратной связи (рис.3.37,а). Эта схема получила название    д в у х т а к т н о г о   б л о к и н г – г е н е р а т о р а   (м у л ь т и в и б р а т о р   с   п о л о ж и т е л ь н о й   с в я з ь ю). Чаще всего ее  называют   г е н е р а т о р о м    Р о й е р а . Сердечник трансформатора изготавливается из магнитного материала с прямоугольной петлей гистерезиса. К таким материалам относятся пермалой, холоднокатаная сталь, ферриты. Обмотки выполнены таким образом, что W_Б1 = W_Б2, W_К1 = W_К2.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.3.37

 

При анализе работы схемы предполагаем, что в начальный момент времени (t = 0) транзистор VT1 открыт, VT2 – закрыт. К обмотке W_К1 практически приложено напряжение  E_К (U_КЭН » 0), в результате чего происходит нарастание тока коллектора i_К1 транзистора VT1. Магнитный поток, создаваемый током i_К1,  изменяет магнитное состояние сердечника. Индукция изменяется от начального состояния В_S (точка 1) до значения, определяемого положением точки 2 (рис.3.37,б). При этом во всех обмотках трансформатора индуцируется ЭДС, полярность которой указана на рис.3.37,а  без кружков. Напряжение u_Б1 способствует дальнейшему открытию VT1, а u_Б2 – удерживает VT2 в запертом состоянии. Кроме того, ЭДС Е₂, наведенная в обмотке W_К2, складывается с напряжением E_К, в результате чего к запертому транзистору VT2 приложено напряжение U_КЭ2 @ 2E_К.

В результате действия положительной обратной связи нарастание тока i_К1 происходит лавинообразно и заканчивается насыщением транзистора VT1

 

 ,                              (3.73)

 

где b – коэффициент усиления транзистора VT1. С другой стороны,

 

 .   (3.74)

 

Здесь r_К1, L_К1 – активное сопротивление коллекторной цепи VT1 и индуктивность первичной обмотки трансформатора ТР; f – частота работы генератора. Индуктивность L_К1 не остается постоянной, а изменяется в зависимости от магнитного состояния сердечника (рис.3.37,в)

 

  .                                                      (3.75)

 

Формула (3.75) получена на основе известных соотношений для магнитной цепи. В результате дальнейшего нарастания коллекторного тока состояние сердечника изменяется от точки 2 до 3 (рис.3.37,б). Сердечник насыщается, индуктивность падает (рис.3.37,в), (3.37), ток транзистора VT1 резко возрастает (3.74) (интервал времени t_S на рис.3.38). Условие насыщения (3.37) нарушается, транзистор переходит в активную область, ток коллектора уменьшается [1]. Уменьшение тока i_К1 вызывает изменение знака di_К1 /dt, а следовательно, полярности ЭДС, наводимых в обмотках. Это способствует закрытию VT1 и отпиранию VT2 (полярность в кружках на рис.3.37,а). Процесс переключения VT1 и отпиранию VT2 происходит аналогично рассмотренному. На нагрузке формируется прямоугольное напряжение     u_Н  с амплитудой   U_НМ = E_К / K_{ТР Н}   (рис.3.38),    где K_{ТР Н} = W_К / W_Н. Частота выходного напряжения

  ,                                  (3.76)

где S_C – сечение сердечника; K_С – коэффициент заполнения сердечника (К_С < 1).

При запуске генератора в момент подачи напряжения питания Е_К оба транзистора могут оказаться в одинаковом положении (открыты или закрыты) и состояние схемы становится неопределенным. Для надежного запуска применяют различные схемы [16], в частности, соединяют через резистор с источником питания базу одного из транзисторов. Цепь RC (рис.3.37) предназначена для ограничения перенапряжений, возникающих при переключении транзистора, вызванных индуктивностью рассеяния трансформатора. Часто защитные цепи выполняются по схеме Снаббера [1].

Основное достоинство схемы  генератора Ройера – простота. Практическое ее применение ограничивают следующие недостатки:

– в результате резкого нарастания тока на участках t_S (рис.3.38) увеличиваются пиковая мощность и динамические потери в транзисторах;

– частота генерации зависит линейно от напряжения источника питания Е_К (3.76), напряжения насыщения U_КЭН , температуры окружающей среды.

Устранить ряд недостатков можно, используя дополнительные элементы, в частности трансформатор в базовых цепях, и обратную связь по току – схему Енсена [16]. Генератор Ройера широко применяется в системах управления автоматизированным электроприводом переменного тока, в качестве преобразователя энергии во вторичных источниках питания и т.д. Генератор Ройера, выходная обмотка которого нагружена на выпрямитель, получил также название   т р а н с ф о р м а т о р а    п о с т о я н н о г о   н а п р я ж е н и я (ТПН) [16], так как позволяет получить на выходе напряжение постоянного тока больше или меньше Е_К.        

Глава 4

ИНТЕГРАЛЬНЫЕ   ЛОГИЧЕСКИЕ   ЭЛЕМЕНТЫ

Ключевой режим работы полупроводниковых приборов широко используется при построении логических элементов, с помощью которых производится обработка информации в цифровых электронных системах управления силовыми преобразователями электрической энергии [8, 15, 17]. Логические элементы являются также основой построения различных узлов цифровых ЭВМ и микропроцессорных устройств. Чаще всего информация в таких системах представляется в виде сигнала, принимающего два значения: логическую единицу – 1 и логический ноль – 0. Математические операции, производимые над логическими переменными, и их функции описываются с помощью   а л г е б р ы    л о г и к и  (алгебра Буля). Логические элементы выполняют элементарные логические операции: И – логическое  умножение (конъюнкция), ИЛИ – логическое сложение (дизъюнкция), НЕ – отрицание (инверсия).    Соединяя между собой определенным образом логические элементы, выполняющие элементарные операции, можно реализовать сколь угодно сложную логическую функцию.

В зависимости от способа передачи информации различают  п о т е н ц и а л ь н ы е ,  и м п у л ь с н ы е   и   и м п у л ь с н о - п о т е н ц и а л ь н ы е    логические элементы. Наиболее широкое распространение получили потенциальные логические элементы, в которых связь между предыдущими и последующими узлами осуществляется н е п о с р е д с т в е н н о , без применения реактивных элементов. Если логической единице соответствует высокий потенциальный уровень, а логическому –  низкий,  такую  логику  называют   п о л о ж и  т е л ь н о й (позитивной). В противном случае логика называется о т р и ц а т е л ь н о й (негативной). Интегральные логические элементы в основном изготавливаются для работы в позитивной логике.  

4.1. Параметры логических элементов

Полная номенклатура параметров логических элементов, приводимая в справочниках  [11], достаточно обширна. Рассмотрим основные параметры, которые позволяют в дальнейшем провести сравнительный анализ свойств различных типов логических элементов.

1. Средняя потребляемая мощность – Р_{ПОТ СР}

 

Р_{ПОТ СР} = 0,5 (Р⁰_ПОТ  + Р¹_ПОТ),                                             (4.1)

 

где Р⁰_ПОТ – мощность, потребляемая логическим элементом, находящимся в состоянии «нуль»; Р¹_ПОТ – в состоянии единица. При возрастании частоты переключения элемента потребляемая мощность может значительно возрасти.

2. Коэффициент объединения по входу К_ОБ, который определяет максимальное число витков логического элемента. Основные логические элементы имеют К_ОБ = 2-4. Увеличение числа входов достигается применением специального устройства – расширителя. При этом удается получить К_ОБ > 10.

3. Коэффициент разветвления по входу (нагрузочная способность) К_РАЗВ, определяет максимальное число аналогичных микросхем, которое можно подключить к данному логическому элементу без нарушения его нормальной работы. Выпускаемые промышленностью интегральные логические элементы имеют К_РАЗВ = 4-10. Увеличить нагрузочную способность можно, используя открытый коллектор и буферные элементы. В последнем случае  можно получить К_РАЗВ = 20-30. Увеличение К_РАЗВ позволяет уменьшить число функционально необходимых микросхем и потребляемую мощность.

4. Быстродействие. Характеризуется параметром t_ЗДРСР – средним временем задержки распространения сигнала и определяет быстроту реакции логического элемента при воздействии входного напряжения

 

t_{ЗДР СР} = (t^1,0_ЗДР  + t^0,1_ЗДР) / 2,                                          (4.2)

 

где t^1,0_ЗДР – время задержки распространения сигнала при включении микросхемы ; t^0,1_ЗДР – время задержки при ее выключении. Параметры t^1,0_ЗДР  и  t^0,1_ЗДР  измеряются на уровне 0,5 логического перепада сигнала, как показано на рис.4.1. Там же обозначено: U_{ВХ М}, U_{ВЫХ М} – максимальные значения входного и выходного напряжения.

5. Средняя работа переключения

А_СР = Р_{ПОТ СР} t_{ЗДР СР}.                                                     (4.3)

Работа переключения характеризует физико-технологический и схемотехнический уровень интегральных схем. Формула (4.3) указывает на возможность реализации различных вариантов интегральных микросхем. При А_СР = const  их можно изготовить высокоэкономичными при низком быстродействии или с высоким быстродействием, но с низкой экономичностью.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.1

6. Статическая и динамическая помехоустойчивость интегральных логических микросхем.

С т а т и ч е с к а я   помехоустойчивость характеризуется максимальным напряжением помехи на входе логического элемента, при котором еще не происходит его ложного срабатывания. Причиной появления этих помех могут являться падение напряжения в соединительных проводниках. К статическим относятся помехи, напряжение которых постоянно в течение времени, значительно превышающего время переходных процессов в электронном устройстве.

Д и н а м и ч е с к и е  (импульсные) помехи обусловлены различными наводками от соседних работающих устройств. Они характеризуются максимальным напряжением импульса, не приводящим еще к срабатыванию логического элемента. Амплитуда этого напряжения зависит от формы и длительности импульса.

4.2. Классификация цифровых интегральных микросхем

Первые простейшие цифровые интегральные микросхемы появились в 1960 году и были выполнены на биполярных транзисторах. В дальнейшем базовые логические схемы развивались в следующей последовательности:

1. Транзисторная логика с непосредственной связью (ТЛНС). В основе этой логики лежит параллельное соединение обычных транзисторных ключей, базовые цепи которых являются входами образованного логического элемента. Недостаток ТЛНС – неравномерное распределение токов между базами нагрузочных транзисторов, что делает работу устройства ненадежной. Для более равномерного распределения токов в базовые цепи включают резисторы. Такая логика получила название   т р а н з и с т о р н о й   л о г и к и   с   р е з и с т и в н о й   с в я з ь ю  (ТЛРС), или   р е з и с т и в н о - т р а н з и с т о р н о й   л о г и к и  (РТЛ). Включение сопротивления приводит к уменьшению базового тока транзисторов ключей, что снижает их нагрузочную способность и быстродействие, так как возрастает длительность фронтов (п.3.3). Повышение быстродействия может быть достигнуто подключением форсирующих конденсаторов параллельно базовым сопротивлениям (п.3.3). Такая логика  получила  название   т р а н з и с т о р н о й    л о г и к и    с   р е з и с т и в н о - е м к о с т н о й   с в я з ь ю  (ТЛРЕС), или  р е з и с т и в н о - е м к о с т н о й   т р а н з и с т о р н о й   л о г и к и (РЕТЛ). Схемы РТЛ и РЕТЛ в полупроводниковых интегральных схемах с высокой степенью интеграции оказались неперспективными из-за большого количества резисторов и конденсаторов, занимающих большую площадь.

2. Диодно-транзисторная логика (ДТЛ). В этих схемах диодная часть выполняет логическую функцию И или ИЛИ, транзисторы осуществляют инверсию и усиление сигнала. ДТЛ, так же как РТЛ и РЕТЛ, продолжают выпускаться промышленностью для комплектации серийной электронной аппаратуры, но в новых разработках не используются.

3. Транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ). В отличие от ДТЛ логики диодная сборка заменена многоэмиттерным транзистором.

4. Транзисторно-транзисторная логика с диодами Шоттки (ТТЛШ).

5. Эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ), или транзисторная логика с эмиттерными связями (ТЛЭС).

6. Транзисторная логика с инжекционным питанием. Чаще всего она называется интегрально-инжекционной логикой – И²Л. Схемы И²Л явились дальнейшим развитием и совершенствованием схем ТЛНС. Наряду с использованием биполярных транзисторов широкое распространение получили интегральные логические элементы на базе МОП- структур.

7. Базовые логические элементы на однотипных МДП (МОП)-транзисторах (транзисторы p- и n- типов  с обогащенным каналом [1].

8. Базовые логические элементы на комплементарных МДП-транзисторах – КМДП (КМОП) схема.

Цифровые микросхемы выпускаются промышленностью в виде серий. Серия представляет собой комплект микросхем, имеющих единое конструктивно-технологическое исполнение. В основу базовых логических элементов серии положена реализация одной из элементарных операций И – НЕ или ИЛИ – НЕ.

В развитии интегральных цифровых микросхем можно указать три этапа:

1 этап (1969-1975) – в состав стандартных серий входили микросхемы малой степени интеграции, которые выполняли простейшие логические функции, например серия К155;

2 этап (1976-1980) – начался выпуск микросхем с улучшенными характеристиками – серии 531, 555, 500, К561, К1561 и т.д. Это привело к ограничению применения ранее выпускавшихся серий 131, 158, 137, 187;

3 этап – с 1981 года начались разработка и производство микросхем большой степени интеграции, микропроцессорных комплектов, полу заказанных больших интегральных схем (БИС) на основе матричных кристаллов.

С целью сравнительной оценки различных типов логических элементов далее рассматриваются принцип работы и анализ свойств цифровых интегральных схем различной структуры.

4.3. Диодно-транзисторная логика (ДТЛ)

Схема ДТЛ приведена на рис.4.2,а. Диоды VD1, VD2 выполняют логическую операцию И, транзистор VT2 осуществляет инверсию сигнала, то есть операцию НЕ. Диоды VD3, VD4 не принимают участия в логических операциях, а предназначены для создания запирающего напряжения смещения U_ЗАП на базе VT2. Входные сигналы u_ВХ1, u_ВХ2  поступают от предыдущей ключевой схемы, например транзисторного ключа VT1.         

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

х1	х2	у
0	0	1
1	0	1
0	1	1
г)   1	1	0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.2

 

При u_ВХ1 = u_ВХ2 = 0 катоды диодов VD1, VD2 оказываются присоединенными к земле через открытый предыдущий транзистор (VT1). От источника питания Е_К протекает ток I⁰ через  R₀,  VD1 (VD2), VT1, землю, минуя базовую цепь транзистора VT2. При этом на диоде VD1 образуется падение напряжения U₁ =  U*[1]. Одновременно протекает так называемый дежурный ток I_Д по цепи (+) E_К – R_О – VD3 – VD4 – R_Б – земля. Нижний конец резистора R_Б может быть подключен также к отрицательному источнику смещения. Падение напряжения на диодах VD3, VD4 при прохождении тока I_Д равно:

 

U_ЗАП = 2U*.                                                               (4.4)

 

К транзистору VT2 приложено напряжение смещения (рис.4.2,а):

 

U_СМ = 2U* – U* = –U*.                                             (4.5)

 

Транзистор VT2 надежно заперт, в результате ток коллектора I_К2 = 0 и U_ВЫХ » E_К. Это является одним из важных преимуществ ДТЛ, так как наличие запирающего смещения на базе VT2 повышает помехоустойчивость схемы. Если же включить один из диодов VD3, VD4, то из (4.5) следует, что U_СМ = 0. Транзистор VT2 остается в запертом состоянии, но вероятность его включения при воздействии помех значительно возрастает.

Состояние схемы не изменится, если по одному из входов поступит входной сигнал. При одновременной подаче u_ВХ1, u_ВХ2 (транзистор VT1 заперт (рис.4.2,а)), что соответствует наличию логической единицы на обоих входах (х₁ = х₂ = I), диоды VD1, VD2 – запираются. От источника +E_К через базу транзистора VT2 проходит отпирающий ток, ограничиваемый резистором R₀ и входным сопротивлением транзистора. Это вызовет отпирание VT2, переход его в состояние насыщения и U_ВЫХ  » 0, что соответствует логическому нулю (у = 0). На рис.4.2,б  показана времяимпульсная диаграмма работы ДТЛ логики при воздействии на входах импульсных напряжений, а на рис.4.2,в – таблица истинности (состояния) схемы. Логическая функция в зависимости от входных переменных x₁, x₂ принимает значения в соответствии с выражением

 

.                                                            (4.6)

 

Из (4.6) видно, что схема на рис.4.2,а  выполняет операцию конъюнкции с отрицанием. При числе входов больше числа переменных х₁, х₂  неиспользованные входы следует подключать к шине (+) Е_К. Условное графическое обозначение логического элемента, выполняющего операцию И – НЕ, показано на рис.4.2,г.

Основным недостатком схемы ДТЛ является большое количество диодов. Так как каждый диод (транзистор в диодном включении) нуждается в отдельной изолирующей подложке, значительно увеличивается площадь интегральной микросхемы. Этот недостаток устраняется в схеме ТТЛ- логики.

4.4. Транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ)

Из схемы ДТЛ (рис.4.2,а) видно, что встречное включение диодов смещения VD3, VD4 с входными диодами VD1, VD2 и т.д. соответствует внутренней структуре соединения p-n – переходов транзистора в его эквивалентной схеме [1]. Число эмиттерных переходов, соответствующих входным диодам, определяется количеством входов логического элемента. В ТТЛ логике вся совокупность диодов VD1, VD2 ... заменена многоэмиттерным транзистором VT1 (рис.4.3). Транзистор VT2 осуществляет инверсию сигнала. Из рис.4.3 следует, что схема реализует операцию И – НЕ. В отличие от ДТЛ логики (рис.4.2,а) вместо двух диодов смещения VD3, VD4 в схеме ТТЛ последовательно с базой выходного инвертора включен один коллекторный переход многоэмиттерного транзистора. Следовательно, при наличии на одном из входов логического нуля х₁, х₂ = 0 (u_ВХ1, u_ВХ2 = 0) на базе  VT2 напряжение U_СМ = 0 (4.5), а не  U_СМ = - U*, как в схеме рис.4.2,а. При х₁ = х₂ = I (U_ВХ1, U_ВХ2 ¹ 0, транзистор VT1 – заперт) по цепи +E_К – R₀ – коллекторный переход VT1 – эмиттерный переход VT2 – земля протекает отпирающий ток, VT2 открывается и U _ВЫХ = 0 (у = 0).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.3

 

Существенным недостатком простейшей схемы, приведенной на рис.4.3, является малая перегрузочная способность (коэффициент К_РАЗВ) и быстродействие. При подключении нескольких нагрузок возрастают суммарная выходная емкость С_Н (пунктир на рис.4.3) и постоянная времени ее заряда t₃ = R_К2 C_Н. Скорость нарастания и спадания выходного напряжения u_ВЫХ определяется процессами заряда и разряда емкости С_Н. Чаще всего схема рис.4.3 используется с открытым коллектором (резистор R_К2 отсутствует). Это дает возможность объединять коллекторы выходных транзисторов нескольких элементов и подключать их компаратор источнику питания  +E_К через общий резистор R_К (рис.4.4,а). При этом реализуется логическая операция   п р и в о д н о е   или м о н т а ж н о е   ИЛИ – НЕ. Условное обозначение этого элемента показано на рис.4.4,б. Простейшая схема рис.4.3 используется также для включения внешних элементов индикации.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.4

 

Повышения помехоустойчивости, перегрузочной способности и быстродействия можно достигнуть при использовании вместо транзистора VT2 (рис.4.3) сложного инвертора, состоящего из трех транзисторов VT2, VT3, VT4 (рис.4.5). Такую схему иногда обозначают ТТЛ-3. Транзисторы VT2 и VT4 включены по схеме Дарлингтона [1] и поэтому одновременно отпираются и запираются. Через резистор R_Э ответвляется часть тока эмиттера VT2, что позволяет уменьшить базовый ток VT4 и степень его насыщения. Совокупность транзисторов VT3, VT4 можно рассматривать как двухтактный выходной каскад усилителя (п.1.8.2). Транзистор VT2 выполняет функцию фазорасщепляющего (фазоинверсного) каскада. При наличии на одном из входов х₁, х₂  логического нуля (u_ВХ1, u_ВХ2 = 0) транзисторы VT2, VT4 заперты, а VT3 открыт. Происходит  заряд  емкости  нагрузки  током  i₃   (рис.4.5). При     х₁ = х₂ = I   VT2, VT4 отпираются, а VT3 – запирается, так как его база через открытый транзистор VT2 и резистор R_Э оказывается присоединенной к земле. Устойчивое запертое состояние VT3 обеспечивается также напряжением на диоде VD, которое поступает через транзисторы VT4, VT2 на базу VT3. Происходит разряд емкости конденсатора C_Н через открытый транзистор VT4 с током i_Р (рис.4.5). Таким образом процессы, связанные с перезарядом конденсатора C_Н, значительно сокращаются, что и увеличивает быстродействие схемы. Нагрузочная способность повышается благодаря использованию схемы составного транзистора. Из рис.4.5 видно, что последовательно с базой выходного транзистора VT4 включено два p-n перехода: коллекторный VT1 и эмиттерный VT2, что соответствует двум диодам VD3, VD4 в схеме ДТЛ. Использование составного транзистора обеспечивает помехоустойчивость устройства, так как к базе запертого транзистора VT4 приложено напряжение U_СМ = -U* (4.5).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.5

 

Основной недостаток схемы рис.4.5 – наличие сквозного тока, возникающего в те моменты, когда VT3 открывается, а VT4 еще не закрылся из-за процессов рассасывания не основных носителей в области базы. Этот ток возникает также при запирании VT3 и отпирании VT4. Сквозной ток ограничивается резистором R_К3 (рис.4.5). Существование моментов, когда транзисторы VT3, VT4 открыты одновременно, приводит компаратор возникновению в цепи источника питания E_К мощных импульсов тока, которые вызывают импульсы помех. Появление электромагнитных помех устраняется включением в цепь питания развязывающих фильтров.

Выпускается несколько серий микросхем на базе ТТЛ логики: 133, К155 (функциональные аналоги микросхем серии SN 54 /SN 74 фирмы Texas Instruments), маломощные микросхемы серии 134, КР134 (аналоги SN 54 L / SN 74 L) и т.д.

Дальнейшее повышение быстродействия транзисторных ключей в цифровых микросхемах достигается применением вместо обычных транзисторов в схеме (рис.4.5) диодов Шоттки (п.3.3). Разработаны маломощные микросхемы с диодами Шоттки серии 530, КР531 (аналоги SN 54 S / SN 74 S; S означает наличие в структуре диодов Шоттки), 533, К555, 1530, 1533, КР1533. Микросхемы серии 1533 имеют более высокое быстродействие, чем микросхемы серии 533, значительно меньшее потребление мощности и совместимы со стандартными сериями ТТЛ.

4.5. Эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ)       

В основу схемы ЭСЛ положена структура переключателя тока (дифференциального усилителя) (рис.4.6), содержащая два транзистора VT1 и VT2. На базу одного из них – VT2 – подается постоянное напряжение U₀, на базу другого – VT1 – входное напряжение U_ВХ, величина которого может изменяться. При U_ВХ =  U₀ оба транзистора открыты и через каждый из них протекает ток, равный 0,5 I_Э, где I_Э – ток в общем эмиттерном сопротивлении. Напряжение на эмиттере

 

U_Э = U₀ – U*,                                                                (4.7)

 

где U* – падение напряжения на эмиттерном переходе VT2. Напряжение на базе транзистора VT1 с учетом (4.7)

 

U_БЭ1 = U_ВХ – U_Э = U_ВХ – U₀ + U*.                                    (4.8)

 

Из (4.8) следует, что при U_ВХ = U₀ на базах обоих транзисторов напряжение  U* > 0, что и определяет их открытое состояние.

При уменьшении U_ВХ на величину DU_ВХ напряжение на базе   VT1 оказывается равным (4.8):

 

U_БЭ10 = U_ВХ – DU_ВХ –  U₀ + U* = – DU_ВХ + U*,             (4.9)

 

при DU_ВХ > U*, U_БЭ10 < 0 транзистор VT1 запирается и весь ток эмиттерной цепи протекает через транзистор VT2. Величина U_ВХО =  U_ВХ – DU_ВХ называется запирающим потенциалом.

Если увеличить входное напряжение на величину DU_ВХ,

 

U_БЭ11 = U_ВХ + DU_ВХ – U₀ + U* = DU_ВХ + U*.                  (4.10)  

 

 

Из (4.10) следует, что в данном случае U_БЭ1 > 0 и транзистор VT1 оказывается в открытом состоянии. Потенциал эмиттеров U_Э1 возрастает на  DU_ВХ:

 

U_Э11 = U₀ – U* + DU_ВХ.                                                    (4.11)

 

Тогда потенциал базы VT2 определится из соотношения

 

U_БЭ2 = U₀ – U_Э11 = U* – DU_ВХ.                                           (4.12)

 

Так как DU_ВХ > U*, напряжение на базе VT2 становится отрицательным и он запирается. Весь ток I_Э проходит через транзистор VT1. Величина U_ВХ11 = U_ВХ + DU_ВХ называется отпирающим потенциалом. Таким образом, изменяя напряжение  U_ВХ относительно U₀ (U_ВХ < > U₀), можно осуществлять переключение тока с одного транзистора на другой. При этом перепад потенциала на базе VT1 относительно средней величины U₀ составит:

 

U_БЭ11 – U_БЭ10 = 2 DU_ВХ.                                                     (4.12)

 

Для увеличения быстродействия параметры схемы выбирают таким образом, чтобы открытый транзистор  находился  в   н е н а с ы щ е н н о м (активном) режиме.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.6

 

Непосредственное подключение базы нагрузочного транзистора VT3 к одному из коллекторов VT1, VT2 переключателя тока (рис.4.6,) невозможно. При запертом транзисторе, например VT1, на базу VT¢₁ поступал бы слишком высокий потенциал. Поэтому выходы переключателя с последующими каскадами приходится соединять через согласующие схемы, которые называются   с х е м а м и   с м е щ е н и я   у р о в н я. Простейшим способом смещения уровня является включение дополнительного источника U_С с указанной на рис.4.6  полярностью. В этом случае напряжение на базе транзистора VT¢₁ определится из выражения

 

U¢¢_БЭ1 = U_КЭ1 – U_С.                                                           (4.13)

Если VT¢₁ представляет собой одно из плеч последовательно включенного переключателя тока (подобно транзистору VT1), можно показать [24], что для его нормального переключения значение U_С должно удовлетворять неравенству

 

U_c ³ 2 DU_ВХ.                                                                   (4.14)

Принципиальная схема ЭСЛ на основе переключателя тока приведена на рис.4.7. На выходы переключателя тока включены эмиттерные повторители VT4, VT5, с резисторов которых ( R₄,  R₅) снимаются выходные напряжения U_ВЫХ4, U_ВЫХ5. Повторители производят смещение уровня коллекторных потенциалов VT1, VT2, VT3 на величину U_С = U*. Входные сигналы  u_ВХ1, u_ВХ2 (логические переменные  x₁, x₂) поступают на базы параллельно соединенных транзисторов VT1, VT3, составляющих одно из плеч переключателя тока.

При подаче на входы VT1, VT3 напряжений u_ВХ1 = u_ВХ2 = U_ВХ0О (4.9), что соответствует x₁ = x₂ = 0, оба транзистора оказываются запертыми. Напряжение на коллекторах VT1, VT3 равно U_КЭ1 = U_КЭ3 » E_К, что соответствует у = 1. Выходное напряжение схемы

 

U⁰_ВЫХ4 = U_КЭ1 – U_БЭ4 = U_КЭ1 – U* @ E_К – U*.                      (4.15)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.7

Если на один из входов х₁, х₂ подана напряжение U_ВХ = U_ВХ11 (4.12), транзистор VT1 или VT3 открывается, а VT2 – запирается. Для того чтобы транзистор (например,VT1) не входил в область насыщения, необходимо, чтобы напряжение на коллекторном переходе       U_К £ 0 (Ge) или же U_К £ U*(Si)[1]. На границе области насыщения U_БЭ1 » U_КЭ1 = U* – падение напряжения на эмиттерном переходе транзистора VT1. Считая в процессе переключения I_Э = const, находим, что по сравнению с (4.15) выходное напряжение схемы уменьшилось на величину U*:

 

U¹_ВЫХ4 = E_К – 2U*.                                                           (4.16)  

 

Тогда логический перепад напряжения

 

U¹_ВЫХ4 – U⁰_ВЫХ4 = U*.                                                        (4.17)

 

Для изготовляемых элементов ЭСЛ значение логического перепада 0,69 В (U¹_ВЫХ4 = 0,96 В, U⁰_ВЫХ4 = 1,65 В). Это является основным недостатком схем ЭСЛ, так как приводит к уменьшению помехоустойчивости. К достоинствам микросхем с эмиттерно-связанной логикой можно отнести высокое быстродействие, обусловленное работой транзисторов в линейном режиме и использованием эмиттерных повторителей, ускоряющих процесс заряда емкости нагрузки. Наличие эмиттерных повторителей обеспечивает также значительную перегрузочную способность элементов ЭСЛ (К_РАЗВ ³ 15). При использовании специальных микросхем перегрузочную способность элементов ЭСЛ можно увеличить (К_РАЗВ = 50-100) [11]. Как следует из рис.4.7, логический элемент может реализовать функцию ИЛИ или ИЛИ – НЕ в зависимости от места снятия выходного сигнала.

Наибольшее распространение получили микросхемы ЭСЛ серии 100 и К500 (аналоги серии МС-10000, Motorola). Серийные микросхемы в отличие от рис.4.7 предназначены для работы с заземленным плюсом источника питания (Е_К = -5,2 В ±5%), что позволяет избежать зависимости логических уровней выходного сигнала от напряжения источника питания и предотвратить повреждение транзисторов эмиттерных повторителей при коротком замыкании выходной шины на землю. Однако это не позволяет непосредственно соединять входы и выходы микросхем ЭСЛ с микросхемами ТТЛ. Для их взаимной стыковки применяют специальные схемы преобразователей 100ПУ124, 100ПУ125 [11].

 

 

 

4.6. Интегральная инжекционная логика (И²Л)                 

Схемы И²Л появились позднее других, не имеют аналогов в дискретных транзисторных схемах и специфичны лишь для интегрального исполнения. Принцип инжекционного питания применим не только к цифровым интегральным схемам, но и к аналоговым. Показатель степени «два» в обозначении указывает на то, что транзистор, осуществляющий инжекционное питание, – и н ж е к т о р, работает в режиме   д в о й н о й    и н ж е к ц и и [1].

Схемы инжекционной логики явились дальнейшим развитием и совершенствованием транзисторной логики с непосредственной связью (ТЛНС), схема которой показана на рис.4.8. Она состоит из двух транзисторов (по числу входов), на входы которых поступают напряжения u_ВХ1, u_ВХ2 (переменные х₁, х₂). Выходное напряжение u_ВЫХ логического элемента (функция у) снимается с коллекторов транзисторов VT1, VT2 и подается далее на вход следующего логического элемента (транзистор VT3). Схема рис.4.8 реализует логическую операцию ИЛИ – НЕ. Если на оба входа х₁, х₂ подан низкий потенциал (базы VT1, VT2 соединены через предыдущий транзистор на землю), что соответствует х₁ = х₂ = 0, оба транзистора заперты. Коллекторный ток I_К протекает от источника питания Е_К через резистор R_К  и эмиттерный переход нагрузочного транзистора VT3 (рис.4.8). Выходное напряжение логического элемента (у = 1)

 

U_ВЫХ = U*,                                                                          (4.18)

 

где U* – падение напряжения на эмиттерном переходе VT3. При подаче на один из входов высокого положительного потенциала соответствующий транзистор входит в состояние насыщения. Если х₁ = 1, х₂ = 0 (u_ВХ1 ¹ 0, u_ВХ2 = 0), транзистор VT1 отпирается. Ток I_К, протекавший ранее через базовую цепь VT3, переключается в коллекторную цепь VT1. Выходное напряжение (у = 0)

 

U⁰_ВЫХ = U_{К Э НАС},                                                                    (4.19)

 

где U_{К Э НАС} – напряжение на коллекторе транзистора, находящегося в режиме насыщения [1]. Напряжение U⁰_ВЫХ не изменится и при х₁ = х₂ = I.

Логический перепад напряжения

 

U_л = U¹_ВЫХ – U⁰_ВЫХ.                                                              (4.20)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.9

 

Для нормального токового режима и микрорежима [1] величина U_Л = 0,5-0,6 В. Поскольку U_Л незначительно по сравнению с напряжением источника питания Е_К = 3-5 В, то изменения коллекторного тока через резистор R_К при переключении схемы являются незначительными и можно считать I_К = const. Это позволило в схемах И²Л вместо резисторов R_К использовать  генераторы тока, осуществляющие индивидуальное питание базы каждого транзистора (транзистор VT3 на рис.4.8). Чаще всего генераторы тока выполняются на базе транзисторов p-n-p, включенных по схеме с общей базой, характеризуемой постоянством тока при широком изменении коллекторного напряжения [1] (рис.4.9).

Термин «инжекционное питание» используется потому, что питающие токи I* образуются благодаря   и н ж е к ц и и   дырок через эмиттерный p-n переход в область базы [1]. Эмиттер, осуществляющий такое питание базовых цепей n-p-n транзисторов, называется      и н ж е к т о р о м   и обозначается буквой «И» (рис.4.9). Так как источник питания Е_К подключен непосредственно  к эмиттерному переходу, то Е_К = U*. Малое напряжение питания в сочетании с малыми токами составляет одно из важных преимуществ схем И²Л. Непосредственное подключение напряжения к p-n переходу нежелательно, поскольку трудно обеспечить  стабильное значение тока на крутом участке вольтамперной характеристики p-n перехода [1]. Поэтому последовательно с инжектором включают добавочное сопротивление, в связи с чем напряжение питания возрастает и составляет Е_К = 1-1,5 В.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.10

 

Из рис.4.9 видно, что эмиттеры и база всех p-n-p транзисторов соединены друг с другом. Это позволило все эти транзисторы заменить многоколлекторным транзистором (рис.4.10), что дает возможность устранить главный недостаток ТЛНС – разброс входных вольтамперных характеристик. Применение многоколлекторного транзистора является особенностью схем И²Л.

К преимуществам схем И²Л кроме малой потребляемой мощности относятся высокое быстродействие и плотность компоновки элементов (более 1000 на 1 мм²). Дальнейшее повышение быстродействия достигается в схемах И²Л с диодами Шоттки. К недостаткам инжекционных логических схем относится низкая помехоустойчивость из-за малого логического перепада напряжений (4.20). Технология производства интегральных микросхем позволяет объединить на одном кристалле как цифровые схемы И²Л, так и аналоговые. Примером являются разработанные и серийно выпускаемые микросхемы серии 541 и 583ВГ2 [11].

4.7.Цифровые микросхемы на МОП-транзисторах

Последнее десятилетие характеризуется широким применением цифровых микросхем на базе полевых структур, что обусловлено рядом существенных преимуществ полевых транзисторов по сравнению с биполярными [1]. В основном в логических элементах используются МОП-транзисторы с индуцированным каналом. При этом ключевые схемы могут выполняться на основе МОП-транзисторов с одинаковым типом проводимости и на транзисторах разной проводимости – комплементарные схемы.

4.7.1. МОП-транзисторная логика на ключах одного

типа проводимости

Большинство изготавливаемых в настоящее время микросхем основано на МОП-транзисторах с индуцированным каналом p- типа (р- канальные транзисторы). Развитие современной технологии производства интегральных схем позволило освоить производство n- канальных транзисторов, обладающих по сравнению с p- канальным в 2-3 раза большим быстродействием, что обусловлено более высокой подвижностью электронов по сравнению с дырками [1]. Кроме того, удалось снизить напряжение питания схем до 5 В, что делает схему с n- канальными транзисторами совместимыми по электрическим уровням и полярности напряжений с микросхемами ТТЛ.

В основу МОП-транзисторной логики положены МОП-транзисторные ключи-инверторы с динамической нагрузкой [24]. Ключ представляет собой последовательное соединение двух транзисторов (рис.4.11). Транзистор VT2 является    н а г р у з о ч н ы м   и выполняет роль динамической нагрузки, транзистор VT1  называется а к т и в н ы м (управляющим). Использование VT2 вместо резистора позволило значительно сократить площадь кристалла. Поскольку затвор VT2 соединен со стоком, напряжение на затворе превышает пороговое значение U₀ (U_ЗИ2 = U_СИ2); транзистор работает на пологом участке стоковой характеристики [1] и поэтому обладает большим внутренним сопротивлением.

При U_ВХ < U₀ транзистор VT1 закрыт, ток стока I_С = 10^-9 - 10^-10 А и менее и U_ВЫХ » E_К. Когда U_ВХ ³ U₀, транзистор VT1 отпирается, сопротивление канала резко падает (рабочая точка оказывается на крутом участке стоковой характеристики [1] и остаточное напряжение U_{С1 НАС} = U_ВЫХ » 0. Таким образом, в результате переключения транзистора U_ВЫХ изменяется от E_К до 0.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.12

 

На рис.4.12,а  показана схема логического элемента, содержащая два (по количеству входов) параллельно включенных транзистора VT1, VT2 и поэтому выполняющая операцию ИЛИ – НЕ. Достоинством схемы является большой логический перепад напряжения:

 

U_ЛОГ = E_К - U_{С НАС} » E_К,                                                 (4.12)

 

что значительно повышает помехоустойчивость схемы.

При соединении транзисторов VT1, VT2 последовательно (рис.4.12,б) схема реализует логическую операцию И – НЕ. В отличие от схемы ИЛИ – НЕ в данном случае уменьшается логический перепад, а следовательно, и помехоустойчивость, так как возрастает падение напряжения U_{С НАС} (4.21) последовательно включенных транзисторов VT1, VT2.

Коэффициент объединения по входу К_ОБ £ 4. Благодаря высокому входному сопротивлению транзисторов (R_ВХ > 10¹² Ом) цифровые микросхемы имеют высокую нагрузочную способность (К_РАЗБ = 10-20). Нагрузочная способность ограничивается только снижением быстродействия транзисторного ключа, так как при возрастании числа микросхем, подключаемых к выходу логического элемента, увеличивается емкость нагрузки С_Н (рис.4.12). Повышение быстродействия достигается увеличением рабочих токов транзистора, что приводит к неизбежности увеличения ширины канала и площади, занимаемой транзистором, и увеличением потребляемой мощности. Это является препятствием на пути повышения степени интеграции. Отмеченные затруднения делают реальные микросхемы на МОП-транзисторах менее быстродействующими, чем на биполярных.

4.7.2. МОП-транзисторная логика на комплементарных транзисторах (КМОП-логика или КМОПТЛ)

В основу построения данной логики положен комплементарный транзисторный ключ, состоящий из последовательно соединенных полевых транзисторов с разным типом проводимости канала (рис.4.13). Положим, что в исходном состоянии u_ВХ = 0, затворы соединены с землей через управляющий транзистор предыдущей схемы. К затвору р- канального транзистора VT2 приложено напряжение    E_К > U₀, и он отпирается. Рабочая точка находится на пологом участке вольтамперной характеристики. Транзистор VT1 закрыт, так как его затвор находится под нулевым потенциалом и U_ВЫХ » E_К. При U_ВХ > U₀ (рис.4.13) n- канальный транзистор открывается и U_ВЫХ = U_{С1 НАС} » 0. Транзистор VT2 при этом запирается, так как к его затвору прикладывается положительное напряжение по отношению к истоку через открытый транзистор VT1. Таким образом, в процессе переключения всегда один из транзисторов находится в закрытом состоянии и поэтому схема практически не потребляет мощности от источника питания. Это является основным достоинством комплементарных  ключей. Кроме того, по сравнению со схемой на рис.4.11 эти ключи имеют меньшее значение Е_К (менее 2U₀) и более высокое быстродействие (почти на порядок). Последнее объясняется тем, что заряд емкости нагрузки происходит при включении верхнего транзистора VT2, разряд – через VT1, чем обеспечивается снижение времени перезаряда С_Н.

На рис.4.14,а,б  приведены схемы логических элементов, выполненных на базе комплементарных ключей (рис.4.13), осуществляющих соответственно операции ИЛИ – НЕ и И – НЕ.

Кроме отмеченных преимуществ по сравнению с биполярными схемами (высокая помехоустойчивость, нагрузочная способность, малая мощность рассеивания), микросхемы на МОП-транзисторах конструктивно более просты, технологичны, занимают гораздо меньшую площадь на поверхности подложки. Число эквивалентных МОП-ключей может достигать 100 000 на одном кристалле. К недостаткам микросхем на МОП-транзисторах следует отнести более низкое быстродействие по сравнению с ключами ни биполярных транзисторах. Промышленностью выпускаются интегральные микросхемы К172 (МОП-транзисторы) и серии 564, КР-1561 на базе КМОП-структур.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.4.14

4.8. Сравнительный анализ цифровых микросхем

различных  типов

Сравнительную оценку свойств рассмотренных цифровых микросхем можно произвести на основе табл.4.1, в которой приведены их основные параметры.

Из табл.4.1 следует, что наиболее быстродействующими являются микросхемы ТТЛШ и ЭСЛ, наиболее экономичными из биполярных – И²Л, с полевыми приборами – КМОП, которые обладают также повышенной помехоустойчивостью.

 

 

 

 

 

                                                                                     Таблица 4.1

 

Параметр	ТТЛ	ТТЛШ	ЭСЛ	И2Л	n-МОП	КМОП
Напряжение питания ЕК, В Логический перепад сигнала, В   Потребляемая мощность, мВт         РПОТ СР         КОБ         КРАЗВ (нагрузочная способность) Быстродействие tЗД РОР, нс АСР, пДж Генерация помех Уровень допустимых помех, В	5   4,5-0,4           2-44     2-8         10       5-20 50-100 Сильная       0,8	5   4,5-0,4           2-19     2-8     10-30   2-5 20-50 Сильная       0,5	-5,2   -1,6 ... (-)0,7         35     2-5         15   0,7-3 20-50 Отсутствует 0,15	1,0       0,5       0,01-0,1     1         5-10   10-20 0,2-2,0 Малая       0,1	5   Совмес-тимы с ТТЛ   0,1-1,5     2-5       100-200   20-200 50-200 Малая             0,5	3-15   ЕК – 0       0,01-0,1     2-5     100-200   50-100 0,5-5,0 Малая   0,4ЕК

Глава 5.

ВТОРИЧНЫЕ ИСТОЧНИКИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ.

ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ФИЛЬТРЫ

Источники электропитания являются основными элементами любого электронного устройства. Электрические, массогабаритные и надежностные показатели источника являются определяющими для всего устройства в целом. Поэтому при проектировании полупроводниковых систем управления и силовых преобразователей вопросам выбора и проектирования источников питания уделяется большое внимание.

5.1. Классификация вторичных источников электропитания

Вторичные источники питания (ВИП) осуществляют преобразование электрической энергии, поступающей от первичных источников, в качестве которых могут быть использованы солнечные батареи, аккумуляторы, термоэлектрические генераторы, промышленная сеть переменного тока и т.д. Электрическая энергия в первичных источниках вырабатывается при преобразовании механической, химической и других видов энергии.

В зависимости от вида преобразуемой электрической энергии вторичные источники питания могут быть разделены на следующие типы (рис.5.1):

1. Преобразователи переменного напряжения в постоянное – выпрямители [8].

2. Преобразователи постоянного напряжения в переменное – инверторы (зависимые, автономные) [8, 17].

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Pис.5.1

3. Преобразователи переменного напряжения промышленной частоты в переменное регулируемой частоты и амплитуды выходного напряжения или тока – циклоконверторы, преобразователи с промежуточным звеном постоянного и переменного тока [17].

4. Преобразователи комбинированного типа. Преобразование постоянного тока в переменный осуществляется с помощью инвертора. Если же нагрузкой является потребитель постоянного тока, то она подключается к выпрямителю, входное напряжение на который поступает от инвертора.

5. Преобразователи постоянного напряжения одного уровня в постоянное напряжение другого уровня (ППН) – основой функцией является обеспечение стабильности выходного напряжения заданного значения при изменении в широких пределах входного напряжения, тока нагрузки и рабочей температуры. Эти преобразователи находят преимущественное применение в качестве источников питания информационных цепей электронных устройств, мощных технологических установок (электролитические ванны, сварочные оборудование, устройства для зарядки аккумуляторов и т.д.), в системе электропитания оборудования летательных аппаратов и т.д.. Основные требования, предъявляемые к этим преобразователям, следующие: минимальная масса, стоимость, объем, наибольшие надежность и КПД, при которых наилучшим образом достигается качество преобразования напряжения или тока (уровень пульсации, коэффициенты стабилизации при внешних и внутренних возмущениях, быстродействие при обработке колебаний нагрузки и уровня задающего напряжения, минимальное выходное сопротивление и т.д.).

Преобразователи постоянного напряжения в постоянное по принципу работы разделяются на два класса (рис.5.1):

1. Линейные (рассеивающие). В этих преобразователях рассеивается бесполезно много энергий, что вызывает необходимость в большинстве случаев применять большие радиаторы с воздушным охлаждением. Транзисторы работают в линейном (активном) режиме  [1], поэтому преобразователи имеют низкий КПД, зависящий от нагрузки. К преимуществам линейных ППН можно отнести низкий уровень электромагнитного излучения (помех) и пульсаций выходного напряжения.

2. Ключевые (нерассеивающие) ППН, в которых используются транзисторы, работающие в ключевом режиме, а уровень выходного напряжения можно устанавливать, изменяя скважность работы полупроводникового ключа. Так как частота переключения транзисторов составляет десятки килогерц и выше (особенно при использовании полевых транзисторов), масса и габариты ключевых ППН получается намного ниже, а КПД  – выше, чем у линейных ППН. Поэтому в настоящее время ключевые преобразователи применяются преимущественно в космических аппаратах, переносной аппаратуре, силовых технологических установках. В связи с этим основное внимание в дальнейшем уделяется этим типам преобразователей.

Ключевые ППН в зависимости от способа преобразования входного постоянного напряжения разделяются на преобразователи прямоугольной и синусоидальной формы (рис.5.1). В последнем случае прямоугольное напряжение прикладывается к резонансному LC – контуру, в результате чего частота передачи энергии в нагрузку определяется резонансной частотой контура, а не частотой генератора синхронизирующих импульсов, как в первом случае. Преимущественное применение получили ключевые преобразователи с прямоугольной формой напряжения. В основу построения преобразователей положено три основные схемы (рис.5.1):

– регулируемые преобразователи 1-го типа, в которых выходное напряжение всегда ниже входного;

– преобразователи 2-го типа, позволяющие регулировать выходное напряжения выше входного;

– преобразователи смешанного типа, в которых сочетаются элементы  и свойства схем 1-го и 2-го типов.

При включении на выход этих типов преобразователей усилителей мощности, выполненных по нулевой, полумостовой или мостовой схемам с выпрямителем на выходе, получают соответствующие схемы преобразователей 1-го и 2-го рода.

В современных ключевых ППН широко используют объединение на одном магнитном сердечнике нескольких обмоток трансформаторов и дросселей, функционально связанных между собой. Этим достигается уменьшение массы, габаритов и числа составных элементов преобразователя. Такие ППН получили  название   п р е о б р а з о в а т е л е й    с   и н т е г р и р о в а н н о й   м а г н и т н о й   ц е п ь ю (рис.5.1) [16]. 

5.2. Электрические фильтры

При использовании выпрямителей (рис.5.1), преобразующих энергию переменного тока первичного источника питания в энергию постоянного тока, выходное напряжение содержит кроме постоянной U_d переменную составляющую U_d ~[8]. Величина переменной составляющей определяет уровень пульсаций напряжения выпрямителя, характеризуемый коэффициентом пульсаций q₁:

 

q₁ = U_{1 МАКС} / U_d = 2 / (m² - 1),                                        (5.1.)

 

где U_{1 МАКС} – амплитуда 1-й гармоники выпрямительного напряжения (рис.5.2); m = f_n /f_c – пульсность схемы выпрямления; f_n, f_С – частота пульсаций выходного напряжения и частота питающей сети. Для двухполупериодной схемы (рис.5.2) m = 2 и q₁ =2 / 3 = 0,667. Многие потребители не могут работать при таком уровне пульсаций питающего напряжения. В усилителях электрических сигналов это может привести к флуктуации параметров усилителя, дрейфу нуля, возникновению звукового фона, сопровождающего усиливаемый сигнал, и т.д. Допустимое значение коэффициента пульсаций q₂ для предварительных усилителей низкой частоты составляет 0,001-0,002, каскадов усиления высокой частоты – 0,02-0,1, однотактных усилителей мощности – 0,1-0,5, двухтактных усилителей – 0,5-2 и т.д. Поэтому между выпрямителем и ВИП (нагрузкой) всегда включается           с г л а ж и в а ю щ и й    ф и л ь т р (фильтр нижних частот) (рис.5.3), уменьшающий пульсации выпрямительного напряжения q₁, до допустимой величины q₂. Эффект сглаживания пульсации оценивается   к о э ф ф и ц и е н т о м    с г л а ж и в а н и я    ф и л ь т р а  S:

 

S = q₁ /q₂.                                                                        (5.2)  

 

В источниках питания электронных устройств в основном используются емкостные, индуктивные Г-образные, П-образные и многозвенные фильтры.

1. Емкостный фильтр образуется включением на выходе выпрямителя конденсатора С_Ф (рис.5.4,а) параллельно нагрузке R_Н (ВИП). В промежуток q₂ – q₁ происходит заряд конденсатора, а в интервале q₃ – q₂ его разряд на сопротивление R_Н. В результате напряжение на нагрузке u_Н  получается более сглаженным; чем u_d. С увеличением емкости С_Ф уменьшается размах колебаний напряжения на нагрузке. Емкость конденсатора выбирается из условия

 ,                                           (5.3)

где Х_С – емкостное сопротивление С_Ф. При этом переменная составляющая тока будет в основном замыкаться через конденсатор – i_С,  а через нагрузку R_Н будет протекать ток, вызванный постоянной составляющей напряжения U_d (рис.5.2). Емкость конденсатора Ф может быть определена из соотношения

.                                              (5.4)

Из формулы (5.3) следует, что емкостный фильтр целесообразно использовать при высокоомной нагрузке R_Н, когда ток i_Н  не превосходит единиц и десятков миллиампер.

2. Индуктивный фильтр содержит дроссель L_Ф, включаемый последовательно с нагрузкой (рис.5.5,а). Индуктивность дросселя препятствует изменениям напряжения u_d вследствие возникновения в обмотке ЭДС самоиндукции (рис.5.5,а, полярность в кружках). В интервале q – q₁ в дросселе запасается электромагнитная энергия, а в промежутке q₂ – q₁ энергия отдается в нагрузку. В результате напряжение на нагрузке u_Н  получается более сглаженным. Индуктивность L_Ф сглаживающего дросселя выбирается из условия

 

X_L = 2 p f_C L_Ф >> R_Н ,                                                      (5.5)

 

где X_L – индуктивное сопротивление дросселя. При этом условии переменная составляющая выпрямленного напряжения u ~ в основном падает на дросселе. В то же время для постоянной составляющей тока обмотка дросселя оказывает сопротивление значительно меньшее, чем R_Н. Поэтому в нагрузке в основном действует постоянная составляющая U_d (рис.5.5,б). Индуктивность фильтра (Г_Н) находится из уравнения

 .                                                   (5.6)

Индуктивный фильтр, как видно из (5.5.), следует применять при низкочастотной нагрузке R_Н.

3. Г-образный фильтр является комбинацией индуктивного и емкостного фильтров (рис.5.6). Индуктивность L_Ф и емкость С_Ф в схеме фильтра образуют букву Г. Основная часть переменной составляющей u_d падает на индуктивности L_Ф. Конденсатор C_Ф шунтирует нагрузку R_Н  по переменной составляющей тока i ~. Параметры фильтра (Г_Н Ф) выбирают из соотношения

.                                            (5.7)

Задаваясь стандартной величиной С_Ф , по формуле (5.7) определяют необходимое значение L_Ф. В то же время произвольно выбирать величины С_Ф, L_Ф нельзя, так как из-за резонансных явлений включение Г-образного фильтра может привести не к ослаблению, а к увеличению амплитуды пульсаций выпрямительного напряжения. Чтобы избежать резонанса, необходимо выполнение следующего неравенства:

2 w₀ << m w_C,                                                                 (5.8)

 

где   – собственная частота фильтра, w_С = 2pf_С. Если частота сети f_С = 50 Гц, емкость конденсатора в микрофарадах

.                                                                   (5.9)

Сглаживающий фильтр может применяться при больших и малых токах нагрузки, так как в данном случае выполняются условия (5.3) и (5.5). Недостаток L_Ф C_Ф фильтра – большие масса и габариты дросселя L_Ф и возникающие при его работе магнитные поля, создающие электромагнитные помехи. Поэтому часто вместо дросселя используется активное сопротивление R_Ф (пунктир на рис.5.6). Параметры фильтра (ОмФ) находятся из формулы

.                                                      (5.10)

Такой фильтр допустимо применять только при малых токах нагрузки (десятки миллиампер), так как на активном сопротивлении R_Ф происходит падение напряжения не только от переменной, но и постоянной составляющей тока нагрузки, что приводит к снижению выпрямленного напряжения U_d и возрастанию потерь.

4. П-образный фильтр представляет последовательное соединение емкостного и Г-образного фильтров (рис.5.7), в результате его элементы образуют букву П. Конденсатор С_Ф1 обеспечивает первую ступень сглаживания S₁, L_Ф C_Ф – первую ступень S₂. Общий коэффициент сглаживания

 

S = S₁ S₂.                                                                             (5.11)

 

Параметры фильтра (ГнФ²) находятся из соотношения

.                                      (5.12)

Обычно принимают С_Ф1 = С_Ф2. Емкость конденсатора С_Ф1  должна быть не слишком большой во избежание выхода из строя диодов выпрямителя в момент включения. В то же время емкость конденсаторов фильтра должна выбираться из условия отсутствия резонанса на частоте пульсаций. При использовании вместо дросселя резистора параметры фильтра находятся из (5.12) при подстановке вместо L_Ф значения R_Ф.

5. Многозвенные фильтры образуются при последовательном соединении нескольких фильтров (Г-образных, П-образных и т.д). Общий коэффициент сглаживания многозвенного фильтра равен произведению коэффициентов сглаживания составляющих фильтров. Подобные фильтры используются для достижения высокого значения S. Как правило, не рекомендуется применять многозвенные фильтры, содержащие более чем два звена.

5.3. Линейные (рассеивающие) преобразователи

постоянного напряжения

Линейные преобразователи напряжения чаще всего применяются для стабилизации напряжения и тока, поступающих от первичных источников энергии. К основным параметрам этих устройств относятся:     

1. Коэффициент стабилизации, характеризующий уровень стабилизации выходного преобразователя U_ВЫХ  при колебании входного напряжения U_ВХ  и постоянном токе нагрузки:

 при I_Н = const,                             (5.13)

где DU_ВХ, DU_ВЫХ – соответствующие изменения входного и выходного напряжений.

2. Выходное сопротивление преобразователя, по которому оценивается степень изменения выходного напряжения при изменении нагрузки и неизменном входном напряжении:

  при U_ВХ = const .                             (5.14)

Здесь DI_Н – изменение тока нагрузки в определенных пределах:

 

DI_Н = I_МАКС – I_МИН.

 

Чаще всего оценивают колебание U_ВЫХ  при изменении нагрузки от холостого хода до номинального значения: I_МИН = 0; DI_Н = I_МАКС = I_НОМ.

3. Коэффициент полезного действия преобразователя

.                                                             (5.15)

Линейные преобразователи разделяются на два класса –  п а р а м е т р и ч е с к и е   и   к о м п е н с а ц и о н н ы е.

П а р а м е т р и ч е с к и е   преобразователи (рис.5.8) для стабилизации выходного напряжения используют стабилитроны [1]. Качественные показатели преобразователя определяются параметрами используемых элементов. Коэффициент стабилизации определяется из уравнения

,                                                            (5.16)

где R_Б, r_Д – балластное и дифференциальное сопротивления. Для схемы рис.5.8 К_СТ £ 20-50. Выходное сопротивление R_ВЫХ » r_Д  и составляет десятки и сотни ом [1]. КПД схемы низкий, так как в процессе работы рассеивается значительная мощность на балластном сопротивлении R_Б.

К о м п е н с а ц и о н н ы е   преобразователи, в которых для стабилизации U_ВЫХ  используются отрицательные обратные связи, в зависимости от структурного построения делятся на  два типа:     п а р а л л е л ь н ы е   и   п о с л е д о в а т е л ь н ы е . 

Функциональная схема параллельного стабилизатора приведена на рис.5.9. В отличие от параметрического преобразователя (рис.5.8) параллельно нагрузке включен регулирующий элемент РЭ. Входной ток преобразователя

 

I_ВХ = I_Р + I_Н.                                                                      (5.17)

Выходное напряжение равно

 

U_ВЫХ = U_ВХ – I_ВХ R_Б = U_ВХ – DU.                                    (5.18)

 

Напряжение U_ВЫХ сравнивается с опорным напряжением источника ИОН на входе усилителя У. При отклонении, например, уменьшении U_ВЫХ, напряжение с выхода У воздействует на РЭ так, что уменьшает ток I_Р. В результате I_ВХ снижается (5.17), что приводит к уменьшению  DU и возрастанию U_ВЫХ. Напряжение на нагрузке остается практически постоянным при колебании U_ВХ или I_Н. 

На рис.5.10 показана блок-схема последовательного компенсационного преобразователя. Регулирующий элемент включен последовательно с нагрузкой. Сигнал рассогласования с выхода усилителя У воздействует на РЭ, изменяя его сопротивление. При этом падение напряжения DU регулируется таким образом, чтобы U_ВЫХ = const независимо от входного или выходного возмущений. Компенсационные стабилизаторы позволяют получить К_СТ в пределах нескольких сотен, а выходное сопротивление R_ВЫХ составляет десятые и сотые доли ома. В то же время КПД остается довольно низким, так как в последовательных элементах R_Б  РЭ  рассеивается значительная мощность.

Основным достоинством параллельного стабилизатора (рис.5.9) является его высокая перегрузка по току I_Н, например, при коротком замыкании на нагрузке. В то же время последовательные стабилизаторы обладают лучшими энергетическими показателями. В частности, КПД последовательного стабилизатора имеет более высокое значение в широком диапазоне изменения тока нагрузки. Поэтому эти стабилизаторы нашли преимущественное применение в источниках питания электронной аппаратуры.

Принципиальная электрическая схема последовательного стабилизатора имеет вид, представленный на рис. 5.11. Регулирующим элементом РЭ является транзистор VT1   –   п р о х о д н о й    т р а н з и с т о р. Усилитель постоянного тока содержит транзистор VT2, в эмиттер которого включен стабилитрон VD, выполняющий функцию источника опорного напряжения ИОН. Необходимый режим по току VD задается балластным сопротивлением R_Б. Напряжение обратной связи U_ОС снимается с потенциометра R₂ и сравнивается с опорным U_ОП. Разница напряжений после усиления воздействует на базу VT1 и изменяет сопротивление транзистора в нужном направлении. Например, при снижении U_ВЫХ напряжение U_ОС также уменьшается. Входное напряжение U_ЭБ2 = U_ОП – U_ОС увеличивается. Так как напряжения U_ОП и U_ОС действует встречно, отрицательный потенциал на базе VT2 уменьшается (рис.5.11). Транзистор VT2 подзапирается, ток I_К2 уменьшается. Положительное напряжение на базе VT1 – U_БЭ1 = I_К2 R_К снижается, транзистор VT1 больше открывается, сопротивление его уменьшается и U_ВЫХ возрастает из-за снижения DU. Подобная стабилизация U_ВЫХ  происходит при увеличении или снижении U_ВХ. Часто для получения большего значения К_СГ коллекторная цепь транзистора VT2 подключается к отдельному источнику питания E_К (пунктир на рис.5.11). Регулирование уровня U_ВЫХ осуществляется с помощью потенциометра R₂. Снижение временного и температурного дрейфа достигается применением вместо VT2 параллельно-балансного каскада.

Для повышения устойчивости работы стабилизатора при скачкообразных изменениях U_ВХ и тока нагрузки I_Н параллельно R_Н включается конденсатор C_Н, емкость которого выбирается из условия [23]

 

С_Н ³ 4t_b / R_ВЫХ,                                                                (5.19)

 

где ; f_b – граничная частота усиления по току VT1 в схеме ОЭ [1]; R_ВЫХ – выходное сопротивление стабилизатора (5.14). Условие (5.19) обеспечивает апериодический характер переходного процесса.

При токах нагрузки I_Н > 0,5 А требуется неприемлемо большая емкость конденсатора С_Н. В однокаскадных стабилизаторах (рис.5.11) увеличение устойчивости достигается включением RC цепочки (С = 0,01-0,2 мкФ, R = 0-1 кОм).

Помимо стабилизации U_ВЫХ  преобразователь (рис.5.11) позволяет снизить амплитуду пульсации выходного напряжения. При этом коэффициент сглаживания приблизительно равен К_СТ. Уменьшить напряжение пульсаций можно шунтированием резистора R₁ конденсатором C₁, реактивное сопротивление которого на частоте пульсаций меньше R₁. Вопросы расчета и проектирования полупроводниковых преобразователей напряжения подробно рассмотрены в работе [23].

В современных источниках питания электронной аппаратуры широко используются интегральные стабилизаторы напряжения компенсационного типа [11], содержащие также устройства защиты от электрических перегрузок. Регулирующий элемент выполняется на базе одного или нескольких транзисторов, включенных по схеме Дарлингтона [1]. При токах I_Н ³ 1-5 А предусматривается подключение к микросхеме двух-трех мощных транзисторов. Применяются два типа интегральных стабилизаторов: у н и в е р с а л ь н ы е   и   с   ф и к с и р о в а н н ы м   в ы х о д н ы м   н а п р я ж е н и е м. Преобразователи универсальные позволяют в широком диапазоне регулировать выходное напряжение. Стабилизаторы с фиксированным напряжением (трехвыводные) настраиваются на стандартный ряд питающих напряжений в процессе изготовления микросхемы. Интегральные стабилизаторы позволяют получить К_СТ от 700 (142ЕН6А) до 3 (К142ЕН1А), для входных напряжений 9-40 В, на токи I_Н = 0,05-1,5 А. Минимальное значение выходного напряжения составляет 1,2 В (142ЕН10, 142ЕН11), максимальное – 30 В.

5.4. Импульсные преобразователи постоянного

напряжения 1-го рода

Функциональная схема преобразователя приведена на рис.5.12. Напряжение от первичного источника через входной фильтр поступает на преобразователь постоянного напряжения 1-го (понижающего) типа – ППНI. Если питание преобразователя производится от напряжения переменного тока, первичный источник содержит неуправляемый выпрямитель, выполненный по одной из однофазных или многофазных схем [8]. Выходное напряжение выпрямителя поступает на вход ППНI через сглаживающий фильтр (п.5.2). В ППНI происходит преобразование постоянного напряжения в импульсное прямоугольное регулируемой скважности. Между ППНI и нагрузкой Н включен трансформатор постоянного напряжения ТПН (п.5.1), благодаря которому удается осуществить гальваническую развязку ППНI с нагрузкой и значительно снизить массогабаритные показатели всего устройства в целом.

На рис.5.13 изображена схема ППНI. При включении транзистора VT к источнику питания подключается нагрузка Z_Н вместе с LC фильтром. Происходит заряд конденсатора С. При размыкании VT в дросселе L возникает ЭДС самоиндукции (полярность в кружках), которая вызывает ток через конденсатор и диод VD. В результате конденсатор подзаряжается. По мере разряда С через сопротивление Z_Н происходит вновь включение VT и процессы в схеме повторяются. В результате на нагрузке поддерживается некоторое среднее значение напряжения U_Н. Требуемое значение U_Н устанавливается с помощью задающего напряжения U_ЗАД, с которым сравнивается выходное напряжение преобразователя, измеряемого с помощью датчика напряжения ДН. Поскольку обратная связь отрицательная, изменение (например, снижение) U_Н вызовет возрастание напряжения u_УС на выходе устройства сравнения. Сигнал u_УС вместе с пилообразным напряжением u_П поступает на компаратор К. В результате изменения u_УС устанавливается новое значение скважности выходных импульсов К (рис.3.15,в, где U₀ = u_УС) и длительности включенного состояния VT. Таким образом происходит стабилизация выходного напряжения ППНI.

Преобразователь на рис.5.13 в зависимости от скважности, частоты коммутации VT, величины L и Z_Н может работать в режимах     н е п р е р ы в н о г о   и   п р е р ы в и с т о г о   тока. Прерывистый ток возникает при уменьшении частоты переключения VT, L и возрастании Z_Н. Для работы схемы в режиме непрерывного тока необходимо [21]:

 

                                                      (5.20)

где  – частота коммутации;  – относительная продолжительность включения (коэффициент заполнения управляющих импульсов); t₁ – время включенного состояния транзистора.

В качестве нагрузки Z_Н в преобразователях 1-го рода используются двухтактные импульсные усилители мощности (п.3.11) в режиме независимого возбуждения или самовозбуждения. Нагрузка Н (рис.5.4) подключается компаратор усилителю мощности через выпрямитель. Благодаря большой частоте переключения транзисторов усилителей мощности массогабаритные размеры преобразователя значительно сокращаются. Указанную частоту рекомендуется выбирать более 50 кГц [18], так как при более низкой частоте возникают акустические шумы – сердечник «гудит». Иногда функцию транзистора VT, осуществляющего регулирование и стабилизацию выходного напряжения преобразователя, совмещают транзисторы усилителя мощности [18]. Детальное исследование работы импульсных вторичных источников энергии в установившихся и переходных режимах, необходимые расчетные соотношения приведены в работах [16, 18, 21].

5.5. Импульсные преобразователи постоянного

 напряжения 2-го рода

Функциональная схема преобразователя 2-го рода отличается от изображенной на рис.5.4 тем, что вместо устройства ППНI используется преобразователь постоянного напряжения 2-го (повышающего) типа ППН2 (рис.5.14). При включении транзистора VT дроссель L запасает энергию от источника U_П2. Когда транзистор выключается, в индуктивности возникает ЭДС самоиндукции (полярность в кружках), которая складывается с напряжением источника U_П2, в результате чего конденсатор С через диод VD заряжается на напряжения, превышающие U_П2. Режим непрерывного тока преобразователя имеет место при условии [21]:

.                                                            (5.21)

Режим прерывистого тока стараются избегать, так как в этой области преобразователь не обладает жесткой внешней характеристикой.

5.6. Преобразователи постоянного напряжения

смешанного типа

 Смешанный тип преобразователей показан на рис.5.15. Его называют   и н в е р т и р у ю щ и м   или    п о л я р н о - р е в е р с и р у ю щ и м   преобразователем. Используется в тех случаях, когда требуются постоянные напряжения противоположных полярностей относительно некоторой общей точки. При включении VT происходит накопление электромагнитной энергии дросселем L₁ от источника U_П2. В момент закрытия транзистора в обмотке дросселя возникает ЭДС самоиндукции (полярность в кружках на рис.5.15). Происходит заряд конденсатора до напряжения противоположной полярности.

Рассмотренные схемы преобразователей требуют последующего выпрямления и сглаживания напряжения, что сопряжено с возрастанием массогабаритных показателей и уменьшением КПД.

Улучшить параметры преобразователя удается в схеме (рис.5.16), впервые разработанной А.Г.Поликарповым [19]. За рубежом она получила название преобразователя Кука [20].

При отключенном транзисторе VT конденсатор C₁ заряжается до напряжения источника U_П2 через дроссель L₁ и диод  VD. Когда транзистор открывается, начинают протекать одновременно два процесса – накопление энергии в дросселе L₁ и передача энергии конденсатора C₁ в фильтр L₂C₂ и нагрузку z_Н. При запирании транзистора в дросселе L₁ возникает ЭДС самоиндукции, которая действует согласно с напряжением U_П2. Происходит заряд C₁. Одновременно энергия, накопленная в фильтре L₂C₂, отдается в нагрузку. Напряжение на нагрузке [19]

                                                      (5.22)

Из (5.22) видно, что преобразователь позволяет получать напряжение на нагрузке меньше или больше входного напряжения U_П2. Соотношения для выбора параметров схемы приведены в работе [19]. К преимуществам схемы (рис.5.16) по сравнению с ППН1, ППН2 относятся: непрерывное потребление тока от источника U_П2, что исключает помехи по входному питанию, широкий диапазон регулирования U_Н, электрическая развязка входной и выходной цепи, низкие пульсации выходного напряжения и массогабаритные показатели, высокий КПД. Подробное исследование рассмотренного преобразователя проведено в работах [16, 18, 22]. Улучшения ряда показателей преобразователей, в частности, уменьшения пульсации тока, можно достигнуть в модифицированных ППН-схемах путем применения многообмоточных дросселей, трансформаторов, совмещая их обмоток на одном сердечнике [16, 22].

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Барков В.А. Электроника робототехнических систем. Электронные элементы полупроводниковых устройств: Учеб. пособие / СПбГТУ. СПб., 1992.

2. Будинский Я. Усилители низкой частоты на транзисторах. М.: Государственное издательство литературы по вопросам связи и радио, 1963. 320 с.

3. Цыкина А.В. Проектирование транзисторных усилителей низкой частоты. М.: Связь, 1967. 184 с.

4. Игумнов Д.В., Королев Г.В., Громов И.С. Основы микроэлектроники. М.: Высшая школа, 1991. 254 с.

5. Цыкин Г.С. Усилители электрических сигналов. М.: Энергия, 1969. 384 с.

6. Захаров В.К. Электронные элементы автоматики. Л.: Энергия, 1975. 336 с.

7.Степаненко И.П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. М.: Энергия, 1967. 616 с.

8. Барков В.А. Полупроводниковые преобразователи в схемах управления электрическими машинами постоянного тока: Учеб. пособ / ЛПИ: Л., 1981. 76 с.

9. Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. Л.: Энергия, 1980. 248 с.

10. Алексеенко А.Г., Коломбет Е.А., Стародуб Г.И. Применение прецизионных аналоговых ИС. М.: Радио и связь, 1981. 224 с.

11. Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы. Справочник / С.В. Якубовский, Л.И. Ниссельсон, В.И. Кулешова и др. М.: Радио и связь, 1990. 496 с.

12. Бедрековский М.А., Косырбасов А.А., Мальцев П.П. Интегральные микросхемы: взаимозаменяемость и аналоги. Справочник. М.: Энергоатомиздат, 1991. 270 с.

13. Electronic Engineering Times. 1990 N 617. P89,92.

14. Барков В.А. Расчет силового транзисторного преобразователя и характеристик электрической машины при импульсном управлении: Учеб. пособие / ЛПИ. Л., 1990.

15. Барков В.А. Полупроводниковые устройства для управления электрическими машинами постоянного тока: Учеб. пособие / ЛПИ. Л., 1982. 80 с.

16. Севернс Р., Блум Г. Импульсные преобразователи постоянного напряжения для систем вторичного электропитания / Пер.с англ. М.: Энергоатомиздат, 1988. 296 с.

17. Барков В.А. Полупроводниковые преобразователи для управления электрическими машинами переменного тока. Учеб. пособие / ЛПИ. Л., 1983. 80 с.

18. Четти П. Проектирование ключевых источников электропитания / Пер.с англ. М.: Энергоатомиздат, 1990. 240 с.

19. Поликарпов. А.Г. Импульсные регуляторы постоянного напряжения для вторичных источников питания // Труды МЭИ. Вып. 275. М., 1975. С. 69-75.

20. Guk, Slobodan. General Topological Properties of Switching Structures // Power Electronics Specialists Conference Record. 1979. P. 109-130. June.

21.Смольников Л.Е. Вторичные источники питания на транзисторах. М.: МЭИ, 1979. 88 с.

22. Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Однотактные преобразователи напряжения в устройствах электропитания РЭА. М.: Радио и связь, 1989. 160 с.

23. Источники электропитания на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет / С.Д. Додик, Ю.А. Дусавицкий, К.Б. Мазель и др. М.: Советское радио, 1969. 448 с.

 24. Степаненко И.П. Основы микроэлектроники. М.: Советское радио, 1980. 424 с.